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半桥LLC谐振

时间:2012-01-10


半桥LLC谐振变换器设计与仿真

2012.01.10

1 谐振变换器技术 2 LLC变换器的工作原理 3 Saber仿真结果分析

1 谐振变换器技术
谐振变换器之所以得到重视和研究,是因 为在谐振时电流或电压周期性过零,利用这一 点实现软开关,可以降低开关损耗,提高功率 变换器的效率。

谐振功率变化器有以下三种:SRC(Series Resonance Circuit)、PRC(Parallel Resonance Circuit)、SPRC(Series-Parallel Resonance Circuit,又称LLC)。

1.1 SRC(串联谐振电路)

Vin

+ -

Q1

Cr

Lr
*

D R1
* *

Q2

np

ns ns

C

f

+ R Vout -

DR2
电路中电感与电容串联,形成一个串联谐振腔。 这个谐振腔的阻抗与负载串联,则由于其串联分压作 用,增益总是小于1。谐振腔的阻抗与频率有关,在 其谐振频率fr下阻抗最小,此时的增益也最大。

SRC的直流特性曲线
根据电路的直流特性可知: ① fs>fr时,开关管 Q-->ZVS; ② 轻载时,fs要变化很大才能保 证输出电压不变; ③ Vin增大时,fs增大使输出电压 保持不变。 此时谐振腔的阻抗也增大,则 谐振腔内有很高的能量在循环, 而并没有把这些能量供给负载, 并且使半导体器件的应力增大。 因此,串联谐振变换器存在一些不利因素:轻载调整 率高、高的谐振能量、高输入电压时较大的关断电流。

1.2 PRC(并联谐振电路)

Vin

+ -

Q1

Lr
*

D R1
* *

Q2

Cr

np

ns C ns

f

+ R Vout -

DR2

PRC的直流特性曲线
根据其直流特性可知: ① fs>fr时,实现软开关; ② 轻载时,fs并不要变化很 大来维持输出电压不变; ③ Vin增大时,fs增大来维持 输出电压不变。 此时谐振腔内循环的能量 依然很大,即使是在轻载的 条件下,由于负载与电容并 联,仍然有一个比较小的串 联阻抗。

与SRC相比,PRC优点:在轻载时,频率变化不大即可 保证输出电压不变。 PRC的缺点:高的谐振能量、高输入电压时关断电流较 大会引起较大的关断损耗。

1.3 SPRC(串并联谐振电路)
串并联谐振电路有两种形式。

Vin

+ -

Q1

C sr

Lr
*

D R1
* *

Q2

Cpr

np

ns ns

C

f

+ R Vout -

DR2

LCC形式

对于LCC电路,存在两个谐振频率:
1 f r1 ? 2? Lr Csr fr2 ? 1 2? Lr (Csr // C pr)

显然,fr2<fr1。由直流特性曲线可知: ① 当fr2<fs<fr1时,MOSFET工作在ZCS区域,对于MOSFET 而言,ZVS模式下开关损耗较ZCS模式要小; ② 为了满足ZVS,fs>fr1,这样低频谐振点没有利用。 从这个方案可以看出,可以利用双谐振网络来实现 ZVS,如果将LCC的直流特性左右翻转,那么低频谐振点 就可以利用上。因此,出现了特性较好的谐振变换器LLC 结构。

Vin

+ -

Q1

D1

A

Cr

Lr
*

D R1
* *

Q2

D2

Lm

np

ns ns

Cf

+ R Vout -

DR2

LLC形式

对于LLC电路,存在两个谐振频率:
1 f r1 ? 2? Lr Cr 1 fr2 ? 2? (Lr ? Lm )Cr

显然,fr1>fr2。由直流特性曲线可知: ① 当fs>fr2时,MOSFET工作在ZVS区域,对于MOSFET而 言,ZVS模式下开关损耗较ZCS模式要小; ② 在轻载时,LLC谐振变换器的开关频率变化很小,即使在 空载时它也具备零电压开关能力。
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2 LLC变换器的工作原理
2.1 LLC变换器的模态分析

根据LLC谐振变换器的 直流增益特性可以将其分 为三个工作区域。 通常将LLC谐振变换器 设计工作在区域1和2,工 作区域3 是ZCS工作区。对 于MOSFET而言,ZVS模式 的开关损耗比ZCS模式的开 关损耗要小。

2.1.1 工作区域2(fr2<f<fr1)
(Ir从左向右为正)
Vin
+ Q1

模态1

D1

Q1

A

Cr

Lr
*

D R1
* *

Q2

D2

Lm

np

ns ns

Cf

+ R Vout -

Ir
I Lm

DR2

Io

① M1:(t0<t<t1) t0时刻,Q2恰好关断,谐振电流 Ir<0,IDR1=0。Ir流经D1,使 VQ1=0,为Q1 ZVS开通创造条件。 在这个过程中,PWM信号加 在Q1上使其ZVS开通。

I Q1

VCr

t0 t1

t2t3

工作区域2——模态1
+ Q1

D1

Q1

Vin

A

Cr

Lr
*

D R1
* *

Q2

D2

Lm

np

ns ns

Cf

+ R Vout -

Ir
I Lm

DR2

Io

① M1:(t0<t<t1) 这时Vin加在谐振腔上,Ir增大到0 ,在这个过程中,由电磁感应定律 知,同名端为“+”,副边DR1导 通,此时副边电压即为输出电压。 反推过去,原边电压即为恒定值( np*Vo/ns),则Lm处于恒压储能状 态,其电流线性上升。

I Q1

VCr

t0 t1

t2t3

工作区域2——模态2
Q1

Vin

+ -

Q1

D1

A

Cr

Lr
* * *

DR1

Q2

D2

Lm

np

ns ns

Cf

+ R Vout Io

Ir
I Lm

DR2

② M2:(t1<t<t2) t0~t1时段,Q1已经ON。谐振电 流Ir从0开始以近似正弦规律增大 ,副边DR1依然导通,副边电压 即为输出电压,那么原边电压是 恒定值(np*Vo/ns),那么电流 Ilm线性上升。

I Q1

VCr

t0 t1

t2t3

工作区域2——模态2
Q1

Vin

+ -

Q1

D1

A

Cr

Lr
* * *

DR1

Q2

D2

Lm

np

ns ns

Cf

+ R Vout Io

Ir
I Lm

DR2

② M2:(t1<t<t2) 此时工作在串联谐振状态,即 Lr与Cr串联谐振,Lm上电压由于 被箝位而只作为负载不参与谐振。 在这个时段里,有Ir=Ilm+Inp。 在t2时刻,Ir=Ilm。

I Q1

VCr

t0 t1

t2t3

工作区域2——模态3
Q1

Vin

+ -

Q1

D1

A

Cr

Lr
* * *

DR1

Q2

D2

Lm

np

ns ns

Cf

+ R Vout Io

Ir
I Lm

DR2

③ M3:(t2<t<t3) t2时刻,Inp=0,则副边电流也为 0,即DR1ZCS关断,不存在反向 恢复的问题。在这个时段,Q1依 然导通。这时(Lr+Lm)与Cr形成 串联谐振,由于时间较短,而且( Lm+Lr)也很大,认为电流保持不 变,Ir=Ilm。 在t3时刻,Q1关断,电流Ir(大 于0)为ZVS开通Q2创造条件。

I Q1

VCr

t0 t1

t2t3

工作区域2——模态3
Q1

Vin

+ -

Q1

D1

A

Cr

Lr
* * *

DR1

Q2

D2

Lm

np

ns ns

Cf

+ R Vout Io

Ir
I Lm

DR2

从这个模态可知,MOSFET 的关断电流即为激磁电流,通过 变压器的合理设计,使激磁电流 比负载电流小的多,那么可以 降 低开关损耗。 同时可知,ZVS开通是由于 激磁电流所得,此时原副边断开 ,与负载电流无关,那么即使在 零电流负载的条件下也能实现 ZVS开通。

I Q1

VCr

t0 t1

t2t3

工作区域2——模态4
在下半个周期,其模态与上半个周期一样。 (1)在t3时,Q1关断了,激磁电流流经D2->Cr->Lr>Lm形成回路,电流在减小; (2)由电磁感应定律知,同名端为“-”,副边DR2导 通,此时副边电压为-Vo,原边电压为-(np*Vo/ns); (3)电感Lm上的电流线性下降到0之前,将Q2开通, 即实现了ZVS开通。而Ir的电流已正弦规律下降( 这时是Lr与Cr谐振)。 (4)然后同样的,达到,进入Lr+Lm与Cr谐振阶段, 直到Q2关断,那么将进入下一个周期。

2.1.2 工作区域1(f>fr1)
Q1

模态1

Vin

+ -

Q1

D1

A

Cr

Lr
*

D R1
* *

Q2

D2

Lm

np

ns ns

Cf

+ R Vout -

Ir
I Lm

DR2

Io

① M1(t0<t<t1) 2.1.2 工作区域1(f>fr1) t0时刻,Q2恰好关断,此时Lr的 电流Ir<0(从左向右记为正)。Ir 流经D1,为Q1ZVS开通创造条件 ,并且Ir以正弦规律减小到0。

I Q1

VCr

t0t1

t2

2.1.2 工作区域1(f>fr1)
Q1

模态1

Vin

+ -

Q1

D1

A

Cr

Lr
*

D R1
* *

Q2

D2

Lm

np

ns ns

Cf

+ R Vout -

Ir
I Lm

DR2

Io

① M1(t0<t<t1) 2.1.2 工作区域1(f>fr1) 由电磁感应定律知,副边DR1 I 导通,副边电压即为输出电压Vo ,则原边电压即为(np*Vo/np), V Lm上电压为定值,Ilm线性上升 到0,此时Lr与Cr谐振。在这段时 间里Q1开通。 t0t1
Q1
Cr

t2

工作区域1——模态2
Q1

Vin

+ -

Q1

D1

A

Cr

Lr
* * *

DR1

Q2

D2

Lm

np

ns ns

Cf

+ R Vout Io

Ir
I Lm

DR2

② M2(t1<t<t2) Q1已经ON,Ir依然以正弦 规律增大,Ilm依然线性上升, 在t2时刻,Q1关断,但Ir>Ilm ,在Q1关断时,副边二极管 依然导通,Ins依然有电流,同 时Ir的存在,为Q2的ZVS开通 创造了条件。

I Q1

VCr

t0t1

t2

工作区域1——模态3
下半个周期与上半个周期类似。 (1)在t2时刻,Q1关断,Ir电流流经D2,在这个 过程中Q2开通,实现了ZVS开通,并且强制 Ir>Ilm; (2)Ilm电流开始减小,由电磁感应定律知,同名 端为“-”,副边DR2导通,原边Lm电压恒定 ,其电流线性减小,直至Q2关断。

工作区域1——总结
总之,当f>fr1时,依然有ZVS开通的特点,但 是整个工作过程中,激磁电感Lm没有参与过谐振 ,都是Lr与Cr的串联谐振,所以认为这种工作模式 与串联谐振类似,具备了串联谐振的优缺点。 MOSFET关断电流为Ir的电流,较大,这样开 关损耗也大;并且,副边整流二极管没有ZCS关断 ,存在反向恢复问题,同时存在损耗。比工作区域 2的效率要低。

2.1.3 工作区域3(f<fr2)
区域3是MOSFET的ZCS工作区,因为在 f<fr2时,谐振腔阻抗呈容性,电压滞后于电流 。在谐振变换器中,一般不设计在这个区域, 所以这里将不详细讲解。

2.2 LLC变换器的直流特性分析
2.2.1 LLC变换器直流增益特性 LLC的谐振网络可以等效 如下图。 图中Req为折算到原边的负 载,其值为:

Req ?

8

?

2 ? n ? Ro 2

该网络的品质因数为:

1 Q? Req

Lr Cr

首先计算该网络的传递函数:
( j?Lm ) // Req G( j?)? 1 ( j?Lm ) // Req ? ? j?Lr j?Cr
? ? ? 2 Lr Cr ? ? 2 Lr Cr ? ? 2 Lr Cr ( jQ? Lr Cr ? Lr L ) ? jQ? Lr Cr ? r Lm Lm

其中

?r ?

1 ? f ? ,且 Lr Cr ?r f r

进行归一化计算:令 k=Lr/Lm,fn=f/fr,带 入G(jw)化简得:
? f n2 G( j? ) ? ? f n2 ? f n2 ( jQf n ? k ) ? jQf n ? k
? 1 1 ? k ? k / f n2 ? jQ ( f n ? 1 / f n )

因此LLC谐振变换器的输入输出直流特性记为: M (? , f n , Q)
M (? , f n , Q ) ? Vo ? Vin 1 /( 2n) k 2 1 2 2 (1 ? k ? 2 ) ? Q ( f n ? ) fn fn

其增益特像曲线为:

从增益特性曲线上可以看出: ①当开关频率f在fr右边时,工作 在ZVS状态; ②当输入电压降低,可以降低开 关频率使其增益增大; ③当负载加重时,谐振频率会升 高。

2.2.2 k=Lr/Lm对直流增益特性的影响
不同k值下的直流增益曲线如下图,图中,横坐标为fn , 纵坐标为增益M。
在输入输出功率一定 的变换器下,匝比n固定 ,在某一个Q下,直流增 益曲线随k的变化情况: ① 当k增大时,其最大增 益值在减小,那么在低 输入电压下可能达不到 要求的输出电压;

2.2.2 k=Lr/Lm对直流增益特性的影响
不同k值下的直流增益曲线如下图,图中,横坐标为fn , 纵坐标为增益M。

② 档k增大时,在一定的 电压范围内为了达到要 求的输出电压,LLC变换 器的工作频率范围加宽 ,这对磁性元件的工作 不利; k=1 k=2

2.2.2 k=Lr/Lm对直流增益特性的影响
不同k值下的直流增益曲线如下图,图中,横坐标为 fn, 纵坐标为增益M。 ③ 当k减小,即Lm的值减小 时,由于输出电压一定,那 么在电感Lm上的电压是一 个定值,由 Lm(di/dt)=u得, 电流的峰值变大。而原边开 关管关断时的电流即为激磁 电流,那么会使关断损耗较 大;但是峰值电流过小,可 能会影响零电压的开通。

因此,在选择k值时应折中考虑。

2.1.3 Q对直流增益特性的影响
不同Q值下的直流增益曲线如下图,图中,横坐标为 fn, 纵坐标为增益M。

对于给定的谐振变 换器,在n和k选定后, 当Q值越大,其工作频 率的变化范围就越窄( 在fr2<f<fr1的工作模式 下),这样有助于磁性 元件的工作。
Q=10 Q=2

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3 Saber仿真结果分析
3.1 电路参数 根据LLC谐振变换器的工作原理的分析,我们在实际应用中 通常使其工作在区域2(fr1<f<fr2)。用Saber仿真时电路的参数 如下: 输入电压Vin=400V; 输出电压Vo=24V; 输出功率Po=300W; Lr=68uH; Cr=46nF; Lm=408uH; 匝比n=8.3; Cf=600uF; 负载电阻R=2Ω; 开关频率fs=90KHZ。

3.2 仿真波形
3.2.1 f=fr1的工作波形
Q1驱动电压 Q1电压

A点电压波形
Vcr的电压 Ir Ilm 副边二极管IDR1 输出电压Vo

从图上可以看出,Q1实现了临界ZVS 的开通,副边整流二极 管临界ZCS 关断。

3.2.2 f>fr1的工作波形
Q1驱动电压

Q1电压
A点电压波形 Vcr的电压

Ir
Ilm 副边二极管IDR1 输出电压Vo

从图上可以看出,Q1此时没有实现ZVS 的开通,在开通 时,有200多伏的电压,副边整流二极管也不在是ZCS 关断。 这样损耗比较大。

3.2.3 fr2<f<fr1的工作波形
Q1驱动电压

Q1电压
A点电压波形 Vcr的电压

Ir
Ilm 副边二极管IDR1 输出电压Vo

从图上可以看出,Q1此时实现ZVS 的开通,副边整 流二极管是ZCS 关断,而且此时的MOSFET的ZVS开通 及整流二极管ZCS的关断较为容易实现。


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