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谐振DCDC变换器的研究_图文

时间:2016-06-25

浙江大学 硕士学位论文 谐振DC/DC变换器的研究 姓名:杨益平 申请学位级别:硕士 专业:电力电子与电力传动 指导教师:应建平 20050301

浙江大学硕士学位论文

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在即将硕士毕业、告别浙江大学校园之际,忘不了浙江大学 七年求学过程中的汗水和欢乐,更难以忘怀那些曾经关怀、帮助 过我的人们。 衷心感谢我的导师应建平副教授在学习和生活上给与我的关 心和帮助。我所取得的成绩一点一滴都来自于他的悉心指导。导 师渊博深厚的学识、严谨求是的治学态度、平易近人的学者之风、 乐观豁达的人生态度,令我深感敬佩,同时必将深深影响我今后 的学习和工作,使我受益终身。值此论文完成之际,向导师表示 我崇高的谢意和尊敬! 本论文的实验是在上海台达电力电子研发中心(DPEC)进行, 在应建平博士和潘琪小姐的指导和帮助下完成的。对两位的大力 帮助、研发中心的资助和支持,在此表示衷心的感谢。 感谢DPEC的High Power和Low Power成员的支持和帮助(曾 剑鸿、甘鸿坚博士、孙超群、叶皓屹、刘腾、刘晨阳博士、熊爱 明、言超、周子颖、辛晓妮、戴婧娅、李帆、孔庆刚、王卿、楼 峻山、陈志英、尹国栋),两个团队让我充分感受到集体的力量。 感谢同学胡进、何颖彦、范洪峰、滕妨华、梅烨、董文辉、 刘旭、唐剑青、汪飞、顾晓明、王伟、陈坚、霍显丰等,还有师 姐张德华,在共同的学习、工作和生活中,他们给我很多的勉励 和帮助,并获得了一份难得的深厚友谊,我对他们表示衷心感谢。 最后,感谢我的家人,感谢父母、哥哥,他们在我求学的这 么多年来对我在经济和精神上大力支持。 还是那旬老话,看者、听者或已淡然,言者却是真诚: 谨以此文献给所有帮助、支持和关心我的老师、亲人和朋友们! 杨益平


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二零零五年一月于求是园

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本论文介绍了分布式系统技术的概况,分析了常用的DC/DC 拓扑结构,提出了一种应用拓扑一全桥LLC谐振DC/DC变换器
(Full Bridge LLC Resonant DC/DC

Converter)。该拓扑是一种

四开关和双半波组合的结构,采用固定死区的互补调频控制方 式,充分利用电路本身的特征,通过谐振电感、谐振电容和变压 器的激磁电感谐振,实现零电压(ZVS)开关和零电流(ZCS) 开关。本论文给出了该拓扑的原理分析、设计表达式和损耗估算。 48V52.5A--500KHz电路模型的实验结果,验证了该拓扑所具有 的良好特性。

关键词:IAbC谐振;DC/IIC变换器;零电压;零电流;调频

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沿

自从20世纪70年代,开关电源的研究、开发和生产开始兴起以来,现在开 关电源已经得到了广泛的应用,并且以惊人的速度发展。其主要配套于通信产品、 计算机产品、家用电子产品和其他行业的电源中。

当前开关电源技术的研究重点
开关电源技术经过了近半个世纪的发展,技术日趋成熟,广泛应用于各种场 合。当前开关电源的研究主要集中在以下几个方面[19,48,49,50,51,52,, 53,54】。 a、高频化技术 随着芯片集成度的不断提高,电子设备内功能部件的体积不断减小,因而要 求设备内部电源的体积和重量不断减小。直接装在印刷板上的模块电源,还要求 薄型化。对于电子设备配套的电源,即使它并不在电子设备内部,也要求有小的 体积和重量。功率体积比是表征电源小型化的重要指标,越来越高功率的电源将 出现在市场上。 提高开关频率是减小开关电源体积和重量的基本措施,因为变压器和电感电 容等滤波元件的体积和重量随着频率的提高而减小。提高开关频率要求发展高速 电力电子器件和高频低损耗的磁芯及电容器,发展高强度、高绝缘性能和高导热 性的绝缘材料,发展新型的零开关损耗电路拓扑和相应的电源结构和工艺方法。 随着开关频率的提高,开关变换器的体积随之减小,功率密度也得到大幅提 升,动态响应得到改善。小功率DC.Dc变换器的开关频率将上升到Mgz。但随 着开关频率的不断提高,开关元件和无源元件损耗的增加、高频寄生参数以及高 频EMI等新的问题也将随之产生。 b、功率因数校正(PFC)技术 采用PFC技术可以提高AC—DC变换器输入端功率因数,减少对电网的谐波 污染,实现开关电源“绿色化”的目标[16,17]。 目前PFC技术主要分为有源PFC技术和无源PFC技术两大类,主要工作集 中在减小谐波电流对电网的污染和提高效率两方面。加入功率因数校正环节的目 的就是减小输入电流谐波的幅值并将之推向高频,研究的重点在于改进控制方 案,提高功率因数以及优化设计输入滤波器,减小开关次谐波对输入功率因数的 影响。 通常的实现开关电源输入功率因数校正的方法有两种,即两级电路和单级电 路。前者是由功率因数校正环节和Dc/Dc变换器级联而成,它的优点是输入功 率因数校正和输出电压调节由相应级单独完成,每级电路可以单独分析、设计和



浙江大学硕士学位论文 控制,当时由于主功率流经了两个功率变换电路,所以影响了整个系统的效率。 另一种思路是用单级变换同时实现功率因数校正和DC/DC变换,它的优点是高 效和结构简单,当是分析和控制比较复杂。并且目前还存在电路工作有一定条件、 电路的输入电流畸变受工作条件影响、输出电压响应较慢等缺点。 C、数字控制技术 现在的电子设备,单纯用模拟电路实现的已经很少见,通常情况是只在微弱 信号放大、高速数据采集和大功率输出等局部采用模拟电路,其余部分如信号处 理等均采用数字电路。数字控制技术的引入,在研究过程中有助于缩短开放时间, 降低设计费用;在工程应用中,控制灵活,方便实现数字接口。 数字系统中常用控制器包括单片机(SingleChipMicrocomputer,简称SCM)、 数字信号处理器(Distil
Signal

Processor,简称DSP)及可编程逻辑器件(PLD)。

早期的数字控制主要采用单片机实现,因受A/D转换和运算时间的限制,速度 较低,直接应用多数针对电机控制。随着DSP和PLD等新型集成电路技术的发 展,数字控制技术在开关电源的设计中也得到了广泛应用。当前这一技术的研究 重点集中在对控制进行优化,简化算法以及如何使数字控制更好的与模拟控制相 结合。 d、智能化技术 开关电源的智能化技术主要是指对运行中的开关电源进行监测和故障自诊 断,对输出侧处于浮充状态的蓄电池进行优化管理,以及通过通讯接口将开关电 源与计算机相连接,实现远程网络化控制等。 智能化是便于使用和维修的基础,无人值守的电源机房。航空和航天器电源 系统都要求高度智能化,以实现正常、故障应急和危急情况下对电源的自动管理。 e、模块化及并联技术 模块化和并联技术是提高系统可靠性和扩大系统容量的重要手段。模块电源 的并联、串联和级联可以满足分布式电源系统的需要,显著提高电源的可靠性和 使用灵活性,既便于用户使用,也便于生产。当前关于这一技术的研究工作主要 集中在并联模块的均流控制和故障模块的诊断及可靠切除。 f、低输出电压技术 随着半导体制造技术的不断发展,微处理器和便携式电子设备的工作电压越 来越低了,这就要求未来的DC.DC变换器能够提供低输出电压以适应微处理器 和便携式电子设备的供电要求。

本课题的选题意义以及主要工作
随着电信技术的发展,电信网络结构的日益复杂,作为通信系统的动力组成 部分,通信电源、计算机电源、服务器电源也得到了广泛地发展。现今通信电源、 计算机电源和服务器电源已经成为开关电源行业的三大主导产品。随着需求的不

浙江大学硕士学位论文 断增加,使得更多的电源制造商转入这些领域。因此在给通信电源、计算机电源 和服务器电源市场带来繁荣的同时,也加剧了产品的竞争。由于芯片集成技术日 益发展,从而通信产品和计算机产品向小型化智能化发展,这样就要求开关电源 也应有相应的提高。提高效率,功率密度和高频率化,降低成本是对通信电源、 计算机电源、服务器电源和其他开关电源提出了更高的要求[26,27,30,55]。 随着超大规模集成电路技术的高速发展,越来越多的晶体管被集成到很小的 硅芯片中。因此更强大的,紧密的数字系统正在得到应用。同时对这些数字系统, 在超大规模集成中那些令人兴奋的改变也强制把这些令人兴奋的挑战加给能源 管理。这些挑战来自于数字系统中各个方面的改变:首先,随着越来越多的晶体 管被集成到一个集成电路芯片中,则需要功率电路中的芯片的工作速度越来越 高;其次随着晶体管的工作频率越来越高,因此希望电源电压随着快的瞬态速度 和高的调整率的需要而减少;最后随着超大规模集成技术快速发展,能源管理也 能够超着这个方向快速发展。 如图1所示的分布式系统在服务器电源和通信电源中得到了广泛的应用,这 些电源代表了最先进的数字系统。在一个分布式系统中可以分成两级:第一级是 把交流输入电压转化为48V的中等直流电压,然后把这个直流电压分配给负载 侧。位于负载侧的负载变换器第二次分布能力,它们根据实际的需要把这个直流 分布电压转化为负载所需要的电压值。



前级变换器

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T辈

各路 二次电源

图1分布式电源系统框架图 在上面所提到的应用领域中,分布式系统有很多有点。首先,随着数字系统 供电电压的快速下降,如果想把能量直接传递给这么低的电压是不现实的,而分 布式系统通过一个相对比较高的电压来分配能量,这将大大减小在能量分配过程 中的损耗;其次,第二级(负载变换器)与负载十分靠近,这样寄生参数的影响 是最小的,因此变换器拥有快速的瞬态响应,这样就可以给负载提高一个快的电 流变化率:第三,对于分布式系统,前级变换器是独立于负载的需求,每一路负 载也独立于其他负载,这样分布式系统就有一个显著的优点,对于系统需求的快 速变化,它可以轻松满足。对于分布式系统,当技术改变时,只要重新设计与负 载相连的负载变换器,这样对系统的影响是最小的。



浙江大学硕士学位论文 另外,在其他方面,分布式系统也有很多优点。首先,分布式系统是一个开 放机构和模块的解决。这个功率系统可以改装为扩张的或者升级的负载系统。因 此分布式系统相对其他系统来说,它在应用方面有很大的优势,它可以较好地适 应负载变化的需求。基于分布式系统的优点,它已经被广泛应用,比如在服务器 电源、通信电源中。 随着电源技术的发展,分布式系统将在更多的电源中发挥它的优点。另外, 随着半导体技术和控制技术的发展,分布式电源将越来越受到重视,它已经成为 研究热点之一。随着研究的深入,它在电源技术中将得到淋漓尽致地发挥。为了 满足电信技术的发展,今后电源会朝着高效、高功率密度、高可靠性和低成本的 方向发展。本文对现有的分布式电源作了一定的分析,分布式电源一般可以分为 两级:前级和后级。前级一般有功率因数校正(PFC)电路和DC/DC变换器构 成,后级是各级直流变换器。前级电路中的PFC电路的研究已经相对比较成熟 了,要提高它的功率密度和效率已经相对比较困难了,但是DC/DC变换器的研 究还是有很多空间的,本文对分布式系统中的前级的DC/DC变换器进行了研究, 提出了一种更适合现今电源发展需求的DC/DC拓扑。 本论文首先对传统PWM型变换器和谐振变换器的拓扑结构和控制策略进 行了比较和总结。针对现今电源的发展需求,及其中大功率的应用场合,提出了 一种全桥LLC谐振DC/DC变换器(Ffll
Bridge LLC Resonant DC/13C

Converter)。

实验结果表明,在输入电压范围内,这种变换器不但具有很高的效率,而且也实 现了高功率密度。

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第1章DC/DC变换技术的概况
本章简述了目前DC/DC变换的现有技术和发展概况。列举了几种典型的 DC/DC变换器拓扑,并分析了移相全桥DC/DC变换器、不对称半桥DC/DC变 换器、串联谐振DC/DC变换器、并联谐振DC/DC变换器和串并联谐振DC/DC 变换器的优缺点,结合这五个电路的优点,演变出具有特性的拓扑结构:LLC 谐振变换电路。 随着生产发展和技术进步,作为能量转换环节的开关电源变换器在各种电子 产品中获得广泛应用。由于应用场合的不同,开关电源变换器的种类就很多。按 电网接入形式,开关电源可以分为一次电源和二次电源;按变换器的种类,可以 分为交流/直流(AC/DC)变换电源、直流/直流(DC/DC)变换电源、直流/交流 (DC/AC)变换电源和交孝甜交流(AC/AC)变换电源。 一次电源是以电网作为输入的电源,主要包括Ac/DC变换电源和AC/AC 变换电源,并以AC/DC变换电源用得较为广泛。AC/DC变换器电源结构可分为 单级电源和两级电源。单级电源主要应用于对功率因数和效率要求不高的小功率 场合;两级电源是指具有功率因数校正(PFC)和隔离DC/DC变换两个环节的电 源。目前,功率因数校正技术已经发展得比较成熟了,有很多文章[16,17,18] 介绍了关于功率因数校正的拓扑、控制方法和现有水平。软开关技术在PFC电 路中的应用,可以降低开关损耗,提高电路效率。如文献【18】所说,采用零电压 转移恒频控fSJ(ZVT-PWM)的Boost PFC电路可以效率做到很高。该电路的详细分 析、计算应用可参见文献[191。具有高效率的功率因数校正电路也已经广泛应用 于一次电源产品中,功率因数校正技术在一次电源产品中的问题相对减少,而 DC/DC变换仍然是重点。 二次电源是以一次电源的直流输出或者蓄电池电压作为输入的电源,主要包 括DC/DC变换电源和DC/AC变换电源,并以DC/DC变换电源用得较为广泛。 所以DC/DC变换技术依然是开关电源技术中的重点,也是开关电源技术发展的 基础。DC/DC变换是开关电源的基本单元,其他各种形式的变换电路都是DC/DC 变换电路的演变。DC/DC变换技术的发展伴随着开关电源技术发展,也是发展 最快的电源变换技术之一。

1.1.1硬开关技术
60年代开始发展和应用的DC/DC PWM功率变换技术的优点是开关频率固

10

浙江大学硕士学位论文 定,开关的通态损耗小。但它是一种硬开关技术,即功率开关管的开通或关断是 在器件上的电压或电流不等于零的状态下进行的。由于开关分布电容和线路分布 电感的影响,开通时,开关管的电流从零逐渐上升,电压逐渐下降,电流上升和 电压下降有个交叠过程,使得开通过程中开关管有功率损耗(开通损耗)。同样 在关断时,电流下降和电压上升有个交叠过程,使得关断过程中开关也有功率损 耗(关断损耗)。如图1—1,理想条件PWM开关过程分析。



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图1—1理想条件PWM开关过程 根据图l一1一(a)有:
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开关过程损耗:

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总的开关损耗:

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(1—4)

根据式(1-4)可知,开关频率越高,开关损耗越大。在实际电路中,由 于漏感、二极管的反向恢复特性的影响,功率器件的开关过程更加恶化,开关损 耗要比理想条件下大几倍,EMI噪声较大。所以,应用硬开关技术的PWM功率 变换器,其开关频率不宜过高,否则开关损耗太大,变换器的效率大大降低。 增加缓冲电路可以减小功率器件的开关损耗。其基本思想是使开通时开关电 流缓慢上升,关断时开关电压缓慢上升,这样就改变了开关的动态轨迹,降低了 开关过程中的开关损耗。开关电流和开关电压缓慢上升程度由缓冲电路中的储能 元件L和C的值决定,其数值越大,缓冲能力越强,功率器件的开关损耗越小。 但缓冲电路的实质是将功率器件所减少的能耗转移到缓冲电路中,在强缓冲时, 开关电路的总损耗反而增加。无损缓冲电路的发展减小了这一突出矛盾,但要加

浙江大学硕士学位论文 较多额外元件,增加了电路的复杂性。因此软开关技术就发展起来了。

1.1.2软开关技术
提高开关频率是开关变换技术的重要发展方向之一。因为高频化可以使开关 变换器的体积、重量大大减小,从而提高变换器的功率密度,降低成本。提高开 关频率可以降低开关电源的音频噪声,改善动态响应。 在高频化发展过程中,为了降低开关损耗,软开关技术开始发展起来。“软 开关”是指零电压开关(Zero.VoRage—Switching,ZVS)或零电流开关 (Zero—Current.Switching,ZCS)。它是应用谐振原理,使开关变换器的开关管中 电流(或电压)按正弦或准正弦规律变化,当电流自然过零时,使器件关断:或 当电压过零时,使器件开通,实现开关损耗为零,从而可将开关频率提高到新的 水平。下面将介绍几种软开关技术: a、串联谐振(SRC)或并联谐振(PRC)技术 串联谐振或者并联谐振是利用谐振原理,使电路工作于谐振状态,使得开关 零电压开通或零电流关断,以减小开关损耗,且降低了EMI噪声较小。由于有 LC谐振,所以开关的电流、电压应力较高,使得开关的通态损耗会增加;由于 LC谐振频率固定,它通过调节变换器的工作频率来调节输出电流或电压。 b、准谐振(QRC)或多谐振(MRC)技术 利用正向和反向的LC回路值不一样,使电路振荡不对称,称为准谐振。当 谐振回路元件多于两个时,称为多谐振。在高频情况下,利用功率元件的寄生电 感和电容或者外加的电感和电容,实现准谐振或多谐振,以达到零电压或零电流 的目的。 e、ZCS--PWM或ZVS--PWM技术 在准谐振变换器中,增加一个辅助开关控制的电路,使变换器固定频率工作。 在一个开关周期内,主功率元件按PWM方式工作,通过控制辅助开关,使主功 率元件在开关转换时,按准谐振变换器方式工作,实现ZCS或ZVS。前者称为 ZCS—PwM变换器,后者称为ZVS--PWM变换器。这样,变换器既有零电压

或零电流的软开关特点,又有PWM恒频调宽的特点,电路的效率较高。
d、移相全桥ZVS—PwM技术 传统的全桥(Full--Bridge,简称FB)PWM变换器适用于低压大功率的情况。 为了提高功率密度,就要提高工作频率。为避免开关损耗随频率增加而急剧上升, 可以采用移相控错lJ(Phase
Shifting

Control,简称PSC)技术,利用功率MOS管的

输出电容和输出变压器的漏感为谐振元件,使FB PWM变换器的四个开关管依 次在零电压下导通,实现恒频软开关,称为PSC
FB ZVS

PWM(简称PS

FB—

浙江大学硕士学位论文 PwM)变换器。该变换器已广泛用于通信AC--DC一次电源、分布式军用电 源系统中。 e、ZCT--PWM或ZVT--PWM技术 ZCS—PwM或ZVS—PwM变换器的谐振电感是串在主电路中,使得零开 关条件与电源电压和负载变化范围有关,在轻载可能失去零开关条件。通过将谐 振网络与主开关并联,从而改善零开关条件,就有对应的zCT—PwM变换器和 ZVT--PWM变换器,统称为零转换一PwM变换器。它的导通损耗和开关损耗 最小,能实现零开关特性而不增加主开关的电压、电流应力,适用于较高电压和 大功率变换器。 随着电源技术的发展,市场竞争的加剧。电源制造商们意识到要将新的技术 用于电源产品中,提高功率密度,同时,又要降低成本。所以,对于一定输入、 输出和负载条件下,选择怎样的电路拓扑,在最小成本增加下,有效的利用软开 关技术,达到设计要求,是电源设计师的首要任务。

1.2

DC/DC变换电路的典型拓扑

DC/DC变换技术,是建立在DC/DC变换拓扑基础上的。变换技术的发展, 促使DC/DC变换拓扑不断出现;而新拓扑结构的出现又增进变换技术的发展。

到现在,D∞C变换的拓扑结构已经有很多了。
最基本最常见的有降压式DC/DC变换电路、升压式DC/DC变换电路和升降 压式DC/DC变换电路,其基本代表电路是Buck、Boost和Buck-Boost电路,以 及Cuk、Sepic和Zeta电路,前三个较为常用。由于电路输出一般有隔离的需要, 基本电路加上隔离变压器,演变出正激(Forward)、反激(Flyback)、半桥(Half Bridge)和全桥(Full Bridge)四个带隔离的基本DC/DC变换电路。 随着DC/DC变换技术的发展,软开关、谐振变换技术的应用,DC/DC变换 电路的工作方式,从最初的硬开关PWM式,向谐振式和谐振PWM式发展。每 一种工作方式都有它的优点和不足,往往适用于某一电路或应用场合。适合用于 中功率DC/DC变换的拓扑结构也不少,如双管正激(Dual Switch Forward)、有 源钳位(Active Clamp)、移相全桥(PS.FB)、串联谐振(SRC)、并联谐振(PRC) 和不对称半桥(Asymmetrical HalfBridge)等,采用较多的是移相全桥、不对称 半桥、串联谐振、并联谐振和串并联谐振。移相全桥和不对称半桥是典型的软开 关PWM变换电路,串联谐振、并联谐振和串并联谐振是典型的软开关谐振变换 电路。接下来分析这五个电路的基本原理和优缺点,并结合五电路的优点,提出 另一种适用拓扑结构:全桥LLC谐振DC/DC变换电路(Full
DC/DC Converter)。 Bridge LLC Resonant

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1.2.1移相全桥DC/DC变换器
移相全桥变换器是在全桥变换器的基础上发展起来的,它减小了全桥变换 器在高频工作时的开关损耗。下面介绍它的工作过程。 它的原理如图l一2。直流输入电压为U,Si(i=l,2,3,4)为功率MOS管, Di(i=l,2,3,4)是相应的体二极管,MOS管还包括输出电容Ci(i=l,2,3,4),在图中 没有表出来。Lk包括变压器原边漏感和外串电感。图l一3给出了变压器原边电 压uD,电流i,副边电压US,Ip为原边峰值电流。 移相全桥DC/DC变换器中四个开关管的零电压开通(ZVS)是利用电感Lk 和开关管输出电容Ci(i=l,2,3,4)谐振,漏感能量向电容Ci释放,使Ci的电压降 到零,体二极管Di开通,为si的ZVS创造条件。利用移相技术,让两桥臂的 开关管s1、s3和s4、s2的驱动脉冲之间保持一定的相位差,改变相位差,就 可以改变有效占空比D(D=(t5-t2)/(t5一t1)),从而调节输出电压。在t1.t2和t5-t6 区间,电路工作于桥臂环流状态,不输出能量,故增加了电路的损耗,当有效占 空比D减小,相位增大,桥臂环流区间加大,环流损耗增加,所以在小占空比 时,电路效率有影响。

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图1—2移相全桥DC/DC变换器
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图1—3移相全桥DC/DC变换器主要波形

浙江大学硕士学位论文 移相全桥的输出电压表达式: Vo=D?U?N 其中,D一有效占空比,D=兰—二上;
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(1—5)

U一电源电压; N一变压器副边与原边的匝数比。 移相全桥DC/DC变换器的优点在于: 夺开关管在ZVS条件下运行,开关损耗小; 夺控制简单(脉宽恒定,只控制移相)有现成控制芯片(如UC3875); 夺恒频工作,电压、电流应力小; 令可用两倍开关频率的滤波器,EMI小。 其缺点是: 夺轻载时,滞后臂开关管的ZVS条件难实现; 夺原边有较大的环流,增加了导通损耗: 夺输出二极管无法实现零开关,其开关损耗较大: 夺频率过高,谐振过大都会造成占空比丢失; 夺四个开关管和四个驱动,比较复杂。 移相全桥DC/DC变换器已经被广泛应用了,许多改善移相全桥特性的研究正 在进行之dfl[3,4,51:(一)、用IGBT来作为移相全桥的开关管,可以降低导通 损耗;(二)、在移相全桥的超前臂开关管上并电容改善ZVS条件等等:虽然上 述方法对改善移相全桥的特性有帮助,但是这些做法大多都使得电路结构或者控 制更加复杂。

1.2.2不对称半桥IIIc/DC变换器
不对称半桥DC/DC变换器结构十分简单,如图1--4[6,7]。它是由两个功 率MOS管SI&S2组成上下桥臂,还有S1&S2的体二极管DI&D2和SI&S2的 寄生电容CI&C2,中间接隔值电容Cb,串变压器原边到电源负端,副边输出是 一个带中间抽头的变压器双半波整流滤波结构。 不对称半桥DC/DC变换器采用互补控制方式,即s1的占空比为D,s2的 占空比为(1一D)。当sl关断,变换器漏感与SI&S2的输出电容CI&C2谐振, 使s2的电压变为零,然后s2的体二极管导通,实现s2的ZVS:同理,当s2 关断,变压器漏感与SI&S2的输出电容CI&C2谐振,使S1的电压变为零,然 后S1的体二极管导通,实现Sl的ZVS。图1—5给出了变压器原边电压uD,电

浙江大学硕士学位论文 流ILl,副边电压Vs。

图1—4不对称半桥DC/DC变换器主要波形







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图l一5不对称半桥DC/DC变换器主要波形 不对称半桥变换器的输出电容表达式:

Vo=2?D?f1-D)?U?N
其中,D一上开关管Sl的占空比; U一电源电压; N一变压器副边与原边的匝数比。 不对称半桥DC/DC变换器的优点在于: 夺控制简单,驱动方便; 夺开关管在ZVS条件下运行,开关损耗小: 夺双开关结构,线路简单,成本较小; 夺恒频工作,电压、电流应力小; 夺可用两倍开关频率的滤波器。 其缺点是: 夺副边管子D3&D4的电压、电流应力比较高 夺轻载时,上开关管的ZVS条件难实现: 夺输出电压非线性控制;

(1—6)

16

浙江大学硕士学位论文 令变压器有直流磁偏。 不对称半桥DC/DC变换器已在工业中广泛应用,许多改善不对称半桥DC/DC 变换器特性的研究正在研究之中,如变压器副边采用不对称结构来改善副边二极 管上的电压应力等等。

1.23串联谐振DC/DC变换器
串联谐振变换器结构十分简单,如图1—6所示。 它是由两个功率MOS管

SI&S2组成上下桥臂,还有SI&S2的体二极管DI&D2和SI&S2的寄生电容CI&C2, 谐振电感Ls和谐振电容cs是串联的,它们构成了一个串联回路,谐振回路将与 负载串联在一起。从结构上来看,谐振回路和负载构成了一个分压器。如果改变 开关管的工作频率,那么谐振回路的阻抗也将改变,从而负载上的电压也改变。 串联谐振是一个分压电路,因此它的直流增益不会超过1,当电路工作在谐振频 率时,谐振回路的阻抗最小,这时增益最大。因此对一个串联谐振变换器来说, 在谐振频率点它的增益最大。

图1—6串联谐振DC/DC变换器 对于串联谐振变换器来说,工作频率应该大于谐振频率,因为对于此变换器, 为了实现原边管子的ZVS,开关频率必须大于谐振频率。如果开关频率低于谐振 频率时,变换器将工作在零电流开关状态。而对于功率MOS管来说,零电压开关 是最好的选择。另外,轻载时,它是通过大大增加工作频率来保持输出电压不变 的。因此轻载对于串联谐振变换器来说是一个比较严重的问题。图1—7和图1 —8分别给出了串联谐振DC/DC变换器的主要工作波形和串联谐振DC/DC变换器 的增益曲线。 串联谐振DC/DC变换器的优点在于: 夺工作频率f大于谐振频率fs时,原边管ZVS开通,副边管ZCS开通 电路结构简单 夺电路中的循环电流比较低

浙江大学硕士学位论文 夺准正弦整流电流 其缺点是: 夺轻载时电路的工作频率很高 夺调节范围比较差

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图1—7串联谐振DC/DC变换器主要波形

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图l一8串联谐振DC/DC变换器增益曲线

1.2.4并联谐振埘跏阻C变换器
并联谐振DC/DC变换器结构也十分简单,如图1—9所示。它是由两个功率 MOS管SI&S2组成上下桥臂,还有SI&S2的体二极管DI&D2和SI&S2的寄生电容 CI&C2,隔值电容cd,另外,谐振电感Lr和谐振电容Cr依然是串在一起的,但 是在这种情况下,负载是和谐振电容并在一起的。和串联谐振变换器相比,它的 工作频率也要大于谐振频率,才可以实现原边管子的ZVS。 与串联谐振变换器相比,并联谐振变换器的工作范围比较小。轻载时,它只 要稍微增加开关频率就可以来调节输出电压的增益了。对于并联谐振变换器来 说,当负载比较轻的时候,电路中的循环能量比较大。因为负载是和谐振电容并 联的,当负载为零时,就相当于只有谐振元件在参与工作,这时候电路的阻抗比

浙江大学硕士学位论文 较小,因此循环能量比较高。图1—10和图l一11给出了串联谐振DC/DC变换器 的主要工作波形。

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图1—9并联谐振DC/DC变换器

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图1—10并联谐振Dc/Dc变换器主要波形



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图1—11并联谐振DC/DC变换器增益曲线 并联谐振DC/DC变换器的优点在于

浙江大学硕士学位论文 夺工作频率f大于谐振频率fs,原边管实现ZVS开通: 夺输出电流的有效值比较低 夺调节范围比较宽 其缺点是: 夺电路中的循环电流比较大 输出滤波电感比较大

1.2.5

LCC串并联谐振I)C/I)C变换器

图1—12给出了LCC串并联谐振变换器的原理图。它是由三个谐振元件构 成:谐振电感Lr,谐振电容Cp和cr。串并联谐振回路可以等效成串联回路和 并联回路。对于串并联谐振电路来说,它结合了串联谐振变换器和并联谐振变换 器的优点。因为负载是和谐振电感Lr,谐振电容cp串在一起的,因此,与并联 谐振变换器相比它的循环能量比较小。因为有并联谐振电容Cr的存在,串并联 谐振变换器在空载的时候能够很好地调节输出电压。其中S1和S2是功率MOS 管,D1和D2是输出整流二极管;Lf是输出滤波电感;Cf是输出电容。

图1—12

LCC串并联谐振DC/DC变换器

对于传统的LCC串并联谐振变换器来说,它的输入电压范围也比较窄。另 外,与串联谐振DC/DC变换器和并联谐振DC/DC变换器相比,它的循环电流 相对来说比较大。图l一13和图l一14分别给出了LCC串并联谐振DC/DC变换 器的主要工作波形和LCC串并联谐振DC/DC变换器的增益曲线。 串并联谐振DC/DC变换器的优点在于: 夺原边功率MOS实现了ZVS; 夺电路的工作频率变化范围比较窄; 夺输出电流的有效值比较低。 其缺点是: 夺调节范围比较窄;

20

浙江大学硕士学位论文 夺电路内的循环电流比较大 夺输出滤波电感比较大。

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LCC串并联谐振DC/DC变换器主要波形

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图l一14

LCC串并联谐振DC/DC变换器增益曲线

1.2.6全桥LLC谐振DC/DC变换器
全桥LLC谐振DC/DC变换器结构十分简单,如图1—15所示。它是有四个 功率MOS管Sl&S2&S3&S4组成了两个上下桥臂,还有SI&S2&S3&S4的体二极 管DI&D2&D3&D4和Sl&S2&S3&S4的寄生电容C1&C2&C3&C4,中间接谐振电容cs 和谐振电感Ls,然后串变压器原边到电源负端,副边输出是一个带中间抽头的变 压器双半波整流滤波结构。 全桥LLC谐振DC/DC变换器采用调频控制方式,即SI&S2&S3&S4的占空比不 变,而且这四个MOS管子的占空比是相同的:同时四个MOS管子的工作频率根据 工作状态来调节,另外SI&S3的控制脉冲是相同的,S2&S4的控制脉冲是相同的。

浙江大学硕士学位论文 当SI&S3关断,谐振电感Ls、谐振电容cs和变压器的激磁电感Lm一起谐振, 使s2&s4的电压变为零,然后,s2&S4的体二极管导通,实现了s2&S4的ZVS; 同理,当S2&S4关断,谐振电感Ls、谐振电容Cs和变压器的激磁电感Lm一起 谐振,使SI&S3的电压变为零,然后,SI&S3的体二极管导通,实现了SI&S3的 ZVS。有关它的工作过程分析和计算公式的推导,将在下一章中展开。

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图1—15全桥LLC谐振DC/DC变换器 全桥LLC谐振DC/DC变换器的优点在于: 冷原边MOS管ZVS开通,副边管子ZCS开通 夺电路结构简单,效率比较高 夺高频和高功率密度 夺电路的输入电压范围和输出功率范围比较大 夺原边和副边管子上的电压应力比较低 其缺点是: 夺短路时,原边的电流比较高 令电路中的电流有效值比较高 上面对移相全桥DC/DC变换器、不对称半桥DC/DC变换器、串联谐振 DC/DC变换器、并联谐振DC/DC变换器、串并联谐振DC/DC变换器和全桥LLC 谐振DC/DC变换器六个电路的简单分析和优缺点的讨论,我们发现了全桥LLC 谐振DC/DC变换器具有上述五个电路的优点,又避开了部分不足,使得其有很 好的研究和应用价值。 当然,全桥LLC谐振DC/DC变换器也有它的缺点,但这些缺点,在其他五 个电路中也是存在的。但是,通过合理的设计,这些不足是可以克服的,但它的 优点又是显然的。

浙江大学硕士学位论文

第2章全桥LLC谐振DC/DC变换器
本章简述了具有ZVS和ZCS的全桥LLC谐振DC/DC变换器的工作原理, 给出电路设计的计算表达式,并在理论计算的基础上,分析了该电路具有的一些 特性,主电路工作原理『9,10,11,20,21,22,23,24,25,33,34,35,36, 38,39,46】。 本章选用副边带中间抽头结构的简化全桥LLC谐振DC/DC变换器作为实验 电路,分析了不同的工作条件下电路的稳态工作过程。

2.1主电路结构
全桥LLC谐振DC/DC变换器是在传统全桥电路结构和传统谐振电路结构基 础上演变过来的,主电路结构很简单,如图2—1。



图2—1全桥LLC谐振DC/DC变换主电路 图中构成电路的有:四个功率MOSFET(S1&S2&S3&S4),S1和s3的控制 脉冲是相同的,S2和S4的控制脉冲是相同的,而且s1、S2、S3和S4的占空比 都是50%;D1、D2、D3和D4分别是功率MOSFET(SI&S2&S3&S4)的体二 极管;C1、C2、C3和C4分别是功率MOSFET(s1&s2&s3&s4)的寄生电容; 一个谐振电容cs:中间抽头变压器Tr,图中给出了变压器的等效模型,Lm是激 磁电感;Ls是谐振电感,它包括了变压器的漏感;变压器原、副边的匝数比是N; 半桥全波整流二极管D5&D6;输出电容Cf和负载。 在传统的串联谐振变换器(SRC)中,激磁电感Lm被认为是无穷大的,它 不参与谐振;谐振回路是由L和C构成的。为了实现原边开关管的ZVS条件, 开关频率必须高于L.C谐振回路的谐振频率。然而对于全桥LLC串联谐振变换 器来说,它的工作频率可以低于L.C的谐振频率,但是一定要高于L.L.C的谐 振频率。在LLC串联谐振变换器中激磁电感Lm的作用将在下面详细介绍。为

浙江大学硕士学位论文 了下面讨论方便,谐振电容Cs和谐振电感Ls的串联谐振频率定义为fs,如等式 2-1所示:

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式2--2所示:

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谐振电容cs、谐振电感Ls和激磁电感Lm的串联谐振频率定义为丘n,如等

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作原理和主要波形将在下面的小节中详细分析。

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全桥LLC串联谐振变换器作为传统的串联谐振变换器,它不仅可以工作在 f>fs和f=fs的频率范围内,而且它可以工作在fm<f<fs的频率范围之内。它的工

2.1.1

全桥uz谐振变换器的工作原理和主要波形
fm<f<fs时的工作原理

2.1.1.1

在此工作频率范围之内,全桥LLC谐振变换器的工作波形如图2—2所示。 根据图2—2可以分成6个工作模态。每个工作模态下的等效电路如图2—3所示。 在图2—3中,输出电容Co假定为无穷大,因此输出电压V0可以被认为不变的。 为了说明原边管子的ZVS条件,图2—3中给出了功率MOS管的体二极管,但 是为了说明简单,功率MOS管的寄生电容在图2—3就不标出来了。

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图2—2在fm<f<fs期间全桥LLC谐振DC/DC变换器主要波形

浙江大学硕士学位论文

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浙江大学硕士学位论文



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图2—3在fm<f<fs期间全桥LLC谐振DC/DC变换器的工作模态 MI:tl<t<t2.当t=tl时,S2关断,谐振电流给S1的寄生电容放电,一直到 S1上的电压为零,然后Sl的体二级管导通。此阶段中激磁电感Lm上的电压被 输出电压钳位,所以,此时只有漏感Ls和谐振Cs电容参与谐振。 M2:t2<t<t3.当t=t2时,s1在零电压下导通,变压器原边承受正向电压;二 极管Dl导通,而开关s2,二极管D2截至。此时谐振电容Cs和谐振电感Ls参 与谐振,而激磁电感Lm不参与谐振,仅作为变压器。此时谐振电流按正弦波规 律增加,另外激磁电流从负的峰值到正的峰值线性增加。 谐振电流ir和激磁电流iIn之间的差值就是负载电流id,id通过输出整流二 极管D5传给负载。因为开关周期大于谐振电感Ls和谐振电容cs的谐振周期, 当t_t3时,谐振电流ir下降一直到与激磁电流inl相同。 在这个工作模态,谐振电流ir、激磁电流iIn和二极管电流id,如下列等式 所示:

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(2—9)

其中 vo是变换器的输出电压; Io是变换器的额定输出电流; T是全桥LLC谐振DC/DC变换器的开关周期 11是变压器的原边和副边的匝数比。 M3:t3<t<t4.当t=t3时,S1仍然导通,而D1处于关断状态。此时激磁电感 Lm,谐振电感Ls和谐振电容Cs一起参与谐振。实际电路中的激磁电感Lm远远 大于谐振电感Lsl皆振电容Cs和激磁电感Lm构成的谐振周期远远大于开关周 期,因此在这个阶段可以认为激磁电流保持不变的。

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(2—10)

M4:t4<t<t5.当t=t4时,S1关断,谐振电流给s2的寄生电容放电,一直到 S2上的电压为零,然后S2的体二级管导通。此阶段激磁电感Lm上的电压被输 出电压钳位,因此只有漏感Ls和谐振Cs电容参与谐振。 M5:t5<t<t6.当t=t5时,S2在零电压下导通,变压器原边承受正向电压;二 极管D2导通,而开关S1,二极管D1截至。此时谐振电容Cs和谐振电感Ls参 与谐振,而激磁电感Lm不参与谐振,仅作为变压器。 M6:t6<t<t7.当t-16时,S2仍然导通,而D2处于关断状态。此时激磁电感 Lm,谐振电感Ls和谐振电容cs一起参与谐振。实际电路中的激磁电感Lm远远 大于谐振电感Ls,因此在这个阶段可以认为激磁电流保持不变。 在这个工作频率范围内,全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压表达式, 如等式2—11所示:

27

浙江大学硕士学位论文

K 其中:

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(2—11)

Vin是变换器的输入电压; T是变换器的开关周期; Cs是谐振电容;

Ts是谐振电容Cs和谐振电感Ls的谐振周期,I=2?石-√t?e;
Im是最大激磁电流: n是变压器匝数比。 随着输入电压的增加,为了保持输出电压不变,因此全桥LLC谐振变换器 的开关周期将减小。当开关周期T等于谐振电容cs和谐振电感Ls的谐振周期 Ts时,即T=Ts,全桥LLC谐振DC/DC变换器工作在Ls.Cs的谐振周期,输出 电压如等式2—12所示:

Vo=÷?%(2--12)
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接下来将讨论f=-fs时全桥LLC谐振DC/DC变换器的工作原理和主要工作波
形。

2.1.1.2

f=-fs时的工作原理

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忉枷 图2—4

f=-fs时全桥LLC谐振DC/DC变换器主要波形

图2—4给出f=-fs时全桥LLC谐振DC/DC变换器的工作波形。其实f=-fs是 f<fs的一种特殊情况,与上面相比,此时只有四个工作模态,其中没有了工作模 态M3和M6;另外,此时谐振电流是一个纯正弦波形,输出电流是整流二极管 电流之和,而且整流二极管D5和D6中的电流是临界连续的。最后,在f=-fs时 工作电流的有效值最低,因此此时变换器的效率是最高的。

浙江大学硕士学位论文 如果开关周期远远大于谐振电容cs和谐振电感Ls的谐振周期,那么在t2.t3 期间,谐振电流和激磁电流不能保持不变,因此上面的等式不是很精确。只要开 关周期比谐振电容cs、谐振电感Ls和激磁电感Lm构成的谐振周期短就可以保 证原边功率MOS管的ZVS。因此全桥LLC谐振DC/DC变换器的最低工作频率 一定要比谐振电容Cs、谐振电感Ls和激磁电感Lm的串联频率高。在fm<f<fs 的工作区域内,原边功率MOS管的ZVS是由变压器的激磁电流来实现的,它与 输入电压和负载没有关系,因此全桥LLC谐振DC/DC变换器的ZVS范围要比 其他软开关拓扑宽很多。 在fm<f<fs的工作区域内,单个整流管中的电流,在原边功率MOS切换前 就按正弦规律下降到零了。因此副边整流二极管是以ZCS状态工作的,从而导 致它的反向恢复比较小。 参考等式2—11,输出电压Vo随着开关周期T的增加而增加。如果期望全 桥LLC谐振DC/DC变换器在高输入电压时工作在谐振频率点,那么当输入电压 减小时为了保证输出电压不变则增加变换器的工作周期来实现。由上面的分析可 知,当T_Ts时,谐振电流接近正弦波和输出电流临界连续,此时的导通损耗是 最低的,所以在高的输入电压时全桥LLC谐振DC/DC变换器的效率最高。与传 统的PWM型变换器相比,这是一个明显的区别。
2.1.1.3

f>fs时的工作原理

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图2—5在f>fs期间全桥LLC谐振DC/DC变换器主要波 全桥LLC谐振DC/DC变换器在f>fs时的工作波形,如图2—5所示。根据 图2—5中的工作波形,可以把分为六个工作模态。每一个工作模态的等效电路 图在图2 6中标出。在图2—6中,输出电容Co被假设为无穷大,以至于输出

电压可以被认为保持不变的。为了较清晰地说明原边功率MOS管的ZVS实现过

浙江大学硕士学位论文 程,图2—6中画出了功率MOS管的体二极管,但是为了说明简单,功率MOS 管的寄生电容没有标出来。


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30

浙江大学硕士学位论文

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图2—6在f>fs期间全桥LLC谐振DC/DC变换器的工作模态 NI:tl<t<t2.当t=tl时,功率MOS管S1、S3和整流二极管D5都是导通状 态,而变压器激磁电感上的电压被输出电压Vo钳住了。因此激磁电流im从负 的峰值一IIn线性增加,而谐振电流ir则按正弦规律从一IIn增加。此时谐振电流 ir大于激磁电流im,它们之间的电流差通过整流二极管D5传递到输出级。 N2:t2<t<t3.当t=t2时,功率MOS管S1和S3关断,谐振电流给功率MOS 管S2和S4的寄生电容C2和C4放电,当电容C2和C4上的电压降到零后,接 着功率MOS管S2和S4的体二极管D2和D4导通。因为此时的开关周期比谐 振电容cs和谐振电感Ls的谐振周期短,因此当功率MOS管s1和s3关断时, 谐振电流还没有完成半个周期,所以此时的谐振电流ir仍然要比激磁电流大, 两者的差值电流流过整流二极管D5,继续给负载提供能量。由于输出电压v0 仍然加在变压器的副边,这样就促使谐振电流快速下降。 N3:t3<t<t4.当t=t3时,功率MOS管S2和S4的驱动信号变为一个正的信 号。功率MOS管S2和S4则ZVS开通。 N4:t4<t<t5.当t--t4时,谐振电流ir已经减小到与激磁电流Im相等,然后 整流二极管D5关断。当谐振电流ir减小到低于激磁电流Im时,整流二极管D6 就导通。因为整流二极管D6导通,所以变压器激磁电感上的电压就方向,这样 im就线性减小。接下来,负的半个谐振周期将开始。 从图2.5中,可以得到驱动信号的死区时间是t1.t2。如果驱动信号的死区时

浙江大学硕士学位论文 问大于(t3一t2),那么状态N3就要消失。只要功率MOS管S2和S4在谐振电 流达到零前开通,那么功率MOS管的ZVS就不会丢失。 N5:t5<t<t6.当t=t5时,功率MOS管S2和S4关断,谐振电流给功率MOS 管Sl和S3的寄生电容Cl和C3放电,等到寄生电容cl和C3的电压降到零后, 功率MOS管S1和S3的体二极管D1和D3就导通。 N6:t6<t<t7.当t=t6时,功率MOS管sl和s3的驱动信号变为一个正的信 号。功率MOS管s1和s3则ZVS开通。当t=t7时,谐振电流ir等于激磁电流 im。到此,整个工作模式都已完成,接下来工作将按照模态N1重新开始。 全桥LLC谐振DC/DC变换器在f>fs的区间内的电压表达式,由以下的等式 2—13所示:

圪=熹一篇(cos≯+cos(≯≯])(2--13)

其中: T是开关周期o

Ts是谐振电容Cs和谐振电感Ls的谐振周期,‘=2?石-√t?e;
Ir是谐振电流的有效值,t=

中是相位角度,妒=sin。1l手l;
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n是变压器的匝数比; Io是负载的额定输出电流; Vm是变换器的输入电压。
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在此工作区域内,f>fs也就是说T<Ts,等式2--13中的c08I争?万一≯I将随
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着开关周期T的增加而减小,因此输出电压Vo随着开关周期的增加而增加,此 特性与区域fm<f<fs时的特性相同。当f=fs时,也就是T。Ts时,等式2—13可

以简化为K=÷?%,这个结果与在区域fin<f<fs内推导出来的结果一致。
上+仃

从上面对全桥LLC谐振DC/DC变换器的详细分析可知,不管在哪个工作区 域,原边功率MOS管的ZVS都可以实现,但是当工作频率大于谐振电容Cs和 谐振电感Ls构成的谐振频率时,副边二极管的ZCS就会丢失。

浙江大学硕士学位论文

2.2全桥LLC谐振DC/DC变换器特性分析
2.2.1

全桥LLC谐振DC/DC变换器的频率特性

2.2.1.1线性等效电路分析 在前面一个小节中,全桥LLC谐振DC/DC变换器的工作波形和它的各个工 作模态已经分析了。在作了某些假设后,己推导出输出电压vo和开关周期T之 间的关系式。但是上面的关系式不能代表变换器处于轻载或者空载时的输出电 压。为了更好地分析它的频率特性、与传统的串联变换器相比,在此将用一个线 性等效模型来分析它的这些特性,全桥LLC谐振DC/DC变换器的线性等效模型 如图2—7所示。

图2—7全桥LLC谐振DC/DC变换器和线性等效模型 为了分析简单,只考虑输入电流和输出电流的基波,输出电压与输入电压的 直流增益可以根据等式2—14来表达: Jt∞?乙?n2-心
n?Vo一

j?∞?Lm+蒂?R,

(2一14)



而Ii+,?国?L I≠‘国#9..乞Zrn+.1,聍.12:.RRo
(2—15)

为了分析简单,可以把等式2—14简化为等式2一15 竹-圪 %

其中 q是谐振电容cs和谐振电感Ls的谐振角频率,q

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浙江大学硕士学位论文

‰是cs、Ls和Lm的谐振角频率‰2丽丽1


i;

为了分析方便,式2一15中的变量可以由三个规一化量来替代,其中Q是根 据谐振电感Ls和谐振电容Cs的谐振频率来确立的频率规一化量,如等式2—16:

Q:旦(2--16)
r是根据变换器在谐振点时的谐振电感的阻抗来确定的负载规一化量,如等 式2一17:

,:羔坐
啦。t

。2.”,

h是根据谐振电感Ls把激磁电感Lm规一化的量,如等式2—1所示:

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(2—18)

由上面三个规一化以后,可以得到输出电压与输入电压的直流增益表达式, 如下列等式2—19所示:
mVo一



;M(h,r,Q1

(2—19)

因此得到了输出电压的表达式:

圪=鲁?肘(”,Q)

(2—20)

其中M是全桥LLC谐振DC/DC变换器直流增益的函数,它是关于激磁电 感归一化量h,输出负载归一化量r和工作频率归一化量a的函数。根据上面的 等式2—19,可以分析和讨论全桥LLC谐振DC/DC变换器的主要特性。图2—8 给出了固定h后在不同的负载条件下工作频率和直流增益之间的关系图,图2— 9给出了在固定负载后在不同的h下工作频率和直流增益之间的关系图。 从图2—8中可知,当激磁电感归一化量固定后,直流增益随着输出负载的 变化趋势就可以清晰地看清楚了。当输出负载越小,也就是r越大时,全桥LLC 谐振DC/DC变换器的直流增益越大,同时它的输入电压范围和输出电压范围越 大。随着工作频率归一化量a的增加,全桥LLC谐振DC/DC变换器的增益减小。 在轻载或者空载时,根据控制器的反馈信号,变换器的工作频率将上升来保持输 出电压不变;当重载或者低输入工作电压时,根据控制器的反馈信号,变换器的 工作频率将下降来保持输出电压不变。从图2—9中还可以得知,当0<1,也就

5当。叫’吐拂疋1…” 詈r然黧挲焉嘉肇嚣黧拿{等等蒜芒黧譬8
时,在任何负载条件下,它的直流增益都是低于1 不管任何工作条件,此时它的直流增益总是等于1。

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M(4,5,a) M(4,4,q)1.5 M(4.3,Ⅱ)

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图2--8 h--4时在负载变化

下工作频率和直流增益 的关系图

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图2—9

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r=4时在h变化下工作频率和直流增益的关系图

浙江大学硕士学位论文 2.2.1.2与传统的串联谐振变换器对比

图2—10串联谐振变换器的增益曲线 对于全桥LLC谐振DC/DC变换器来说,它的激磁电感Lm是一个十分重要 的量,图2—9中显示了激磁电感Lm的作用。从图2—9中可以得到,当h越小 时,直流增益就越大,此时谐振就十分敏感。因此激磁电感的选择对于全桥LLC 谐振DC/DC变换器的工作范围和特性的影响都很大。 当激磁电感Lm变为无穷大时,全桥LLC谐振DC/DC变换器就变成了一个 传统的串联谐振变换器,此时的增益可以根据h等于无穷大时推导出来。图2一 10给出了串联谐振DC/DC变换器的直流增益。 根据图2—10中可知,在传统的串联谐振DC/DC变换器中,它的直流增益 总是低于1。从图2—10中可知,当输出负载归一化量r变化到无穷大时,它的 直流增益就几乎不变了,也就是当输出空载时,不能通过调节工作频率来调节输 出电压。而在全桥LLC谐振DC/DC变换器中,由于激磁电感Lm的存在,当输 出负载归一化量r趋向无穷大,它的直流增益非常陡。也就是全桥LLC谐振 DC/DC变换器在空载时,它也能调节输出电压。

2.2.2全桥LLC谐振DC/DC变换器的空载特性
根据等式2--19可知,当输出负载归一化量r趋于无穷大时, 振DC/DC变换器的频率特性如等式2--21所示: 全桥LLC谐

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(2—21)

图2一11给出了全桥LLC谐振DC/DC变换器的空载频率特性。另外从等式

36

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一一一

2--21可知,当频率归一化量n增加时,全桥LLC谐振DC/DC变换器的直流增益 M将减小,也就是说在空载下,全桥LLC谐振DC/DC变换器可以调节输出电压。 但是当a趋向无穷大时,空载时全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压Vo就不 能调节了,这时它的增益是一个常量。

M=击
1+云

(2_22)


M(8, M(6, M(4,

拳 \{“28
f:

j。

’’'一





。●●

、.一.....

h--6







\ 、}h=4
Jo.
一ct



图2--11全桥LLC谐振DC/DC变换器的空载频率特性 因此,全桥LLC谐振DC/DC变换器的最小输出电压,如等式2--23所示:

‰5等’南2鲁彘

沪23)

从等式2--23可以得到,全桥LLC谐振DC/DC变换器的最低输出电压E一, 由变压器的匝数比n,激磁电感Lm和谐振电感Ls的比值所决定。如果输出端 加了一个小的假负载,那么r不是无穷大,而是一个有限值,此时全桥LLC谐 振DC/DC变换器的增益如等式2--19所示。另外,如果随着工作频率归一化量 的增加,它的直流增益快速下降,那么在空载时,只要加一个小的假负载就可以 调节输出电压。

2.2.3全桥LLC谐振DC/DC变换器的短路特性
根据等式2-19,全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电流,如表达式2

浙江大学硕士学位论文 24所示

m^a)=业掣
1.2 1-2 0.9

(2—24)

M(6,0 2,q) M(6,O.1,n)0.6 M(6,0.01,Ⅱ)

∥ 髟/lrl-、≥≥ 一一/l、¨
1.5

/.圳奈≯叭

Ⅲ卜\//:

麟i
2 2

图2—11全桥LLC谐振DC/DC交换器的短路频率特性 全桥LLC谐振DC/DC变换器输出短路,也就是说输出负载归一化量r非常 小。图2一11给出了全桥LLC谐振DC/DC变换器的短路频率特性。正如图2一 11所示,当输出短路时,变换器的输出电流将非常大,尤其当变换器工作在谐 振点时。因为当变换器工作在谐振点时,它的电路阻抗是最小,所以此时电路的 输入电流将非常大。另外,从图2一ll中可以发现,当电路的工作频率远远大于 谐振频率时,它的工作电流将会小很多。因此,当交换器处于短路时,可以通过 增加全桥LLC谐振DC/DC变换器的工作频率来限制变换器的工作电流。

2.2.4全桥LLC谐振DC/DC变换器的掉电特性
对于分布式系统来说,前级变换器的掉电特性是一个非常重要的指标。在交 流电源掉电后,系统需要前级变换器能够在一个工频周期内提供满载输出,以便 让数字系统有足够的时间来辨别电源已掉电。 图2一12给出了满足掉电时间是12ms后,母线电容与最低直流工作电压的 关系图。在掉电期间,能量都是从450V的母线电容上抽取的。随着母线电容放 电,母线电容上的电压将降低。因此在掉电以后,母线上的实际电压要比正常工 作时的电压低很多,因此在设计电源中必须综合考虑。如果选择较小的母线电容, 在掉电期间,母线电容上的电压变化范围就会很大。虽然母线电容的体积小很多 了,但是对于前级变换器中的DC/DC变换器来说,它的性能就要差很多;如果 选择较大的母线电容,DC/DC变换器的性能提高了,但是,一方面母线电容的

浙江大学硕士学位论文 体积就增加了很多,而且功率密度降低了,另一方面成本也提高了。

图2—12在z乙一=12ms下最低输入直流电压和母线电容之间的关系图
根据图2—12,可以来确定所需的母线电容。对于400V输入的直流电压, 可以选用450V的电解电容。对于450V等级的电解电容来说,330uF的电解电 容不光从体积上考虑最合适,而且从成本上考虑也是最合适的。根据图2.12中 的曲线,如果需要12ms的掉电时间,然后选择三个330uF的450V电解电容, 那么在掉电以后母线电容上的电压大概是315V;若选择四个330uF的450V电 解电容,那么在掉电后母线电容上的电压大概是340V。 对于传统的PWM型变换器来说,占空比和其他参数的设计必须满足最低输 入电压的需求。在PWM型变换器中,在正常输入电压时,它的占空比一般来说 都比较小,因此在低输入电压时的效率比高输入电压时的效率要优化很多。但是 在高输入电压时的效率对于电源来说十分重要,它是电源一个十分重要的指标。 因此,PWM型变换器不适合应用在要求长的掉电时间的系统中。 对于全桥LLC谐振DC/DC变换器来说,它的效率随着输入电压的增加而增 加,因此在最高输入电压时,它的效率可以被优化,参数都是根据最高的输入电 压来选择的。另外在较宽的输入电压范围内,全桥LLC谐振变换器都可以实现 较高的效率。虽然在输入电压较低时,它的效率也比较低,但是不用考虑那时的 热问题,因为从损耗角度考虑,掉电时间相对短,它不会引起很大的热问题。根 据上面的分析,考虑到成本、功率密度和DC/DC变换器的性能,在输出功率为 2500W的全桥LLC谐振DC/DC变换器中母线电容选择三个330uF的450V的电 解电容。

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2.3全桥LLC谐振DC/DC变换器的设计步骤
在上面的小节中,已经分别推导出了在满载下输出电压vo和开关周期T之 间的关系式和在空载下输出电压V0和开关周期T之间的关系式。基于上面小节 中的那些等式,下面将给出全桥LLC谐振DC/DC变换器的设计步骤: 首先,确定变压器的匝数比n 变换器的输入电压和输出电压之间的增益关系可以根据等式2—6和2—11 可以推导出等式2—25:

旦:1+生.生.11-上1 Lo,L,血/
H?Vo 4

(2—25)

其中: fmi。是全桥LLC谐振变换器的最小工作频率。 但是等式2—25只适用于f<fs的工作区域。根据此等式,在满载下全桥LLC 谐振DC/DC变换器的输入电压、输出电压和工作频率之间的关系就可以确定了。 在设计过程中,首先要考虑到所要求满足的输入电压和输出电压范围,再根据工 作频率的范围来确定工作频率归一化量h。为了使变换器在额定输入电压时工作 效率最高,保证在最低工作频率和输入电压最低时能输出最大工作电压的前提 下,尽量使Lm大。 当变换器工作在谐振点时,它的增益只与变换器的匝数比相关,可以根据这 一特性来设计变换器的匝数比n:

疗:堡 疗=o
K 其次,确定谐振电容Cs

(2—26) LZ—ZOJ

为了选择合适的谐振电容cs,可以先预估谐振电容上的最高工作电压,通 过谐振电容的最高电压来确定合适的谐振电容cs。那么谐振电容cs可根据等式 2—27所确定:

牛南

∽27)

其中: Io是最大的输出电流; T。。是最大的工作周期; V。.m。是谐振电容Cs上最大的工作电压。

浙江大学硕士学位论文 然后,确定谐振电感Ls。 在确定好谐振电容Cs后,就可以确定谐振电感Ls了。根据等式2—1,可 以得到谐振电感的表达式:
Ls

2赤(2--28)

接着,确定激磁电感Lm. 为了选择合适的激磁电感来满足变换器的输入电压范围和输出电压范围,可 以根据等式2—25确定激磁电感。若变换器需在较宽的输入电压和输出电压范围 内工作,则需要选择较小的激磁电感。通常,在选择变换器的最低工作频率时, 考虑到效率和工作范围,则希望最低工作频率最好在O.5fs—O.7fs范围之内。 最后,预估变换器的最高工作频率。 上面对全桥LLC谐振DC/DC变换器的空载特性进行了分析。根据等式2— 21可以推导出变换器的最大工作频率: fm。=
(2—29)

其中: ViⅡ.。。是最大的输入电压; vo-mi。是最小的输出电压。 从上面的分析可知,当空载时,全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压受到电

路本身的限制。空载时,如果害谤:>生去生,那么全桥LLc谐振DC/DC变
换器的输出电压就不能调节了,为了保证在空载时输出电压可以调节,因此在输 出端加一个小的假负载。

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第3章全桥LLC谐振DC/DC变换器的应用设计
本章通过全桥LLC谐振DC/DC变换器的应用设计,给出了全桥LLC谐振 DC/DC变换器主电路、控制电路和驱动电路,并进行了电路损耗的分析。

3.1电路的总框图
图3—1给出了电路总框图。在图3一l中,输入Vin接直流母线,经过一组 全桥开关DC/AC,再经隔离高频变压器,加上整流滤波后,变为直流输出;控 制是通过将输出的电压隔离误差信号送入谐振型控制芯片,产生用来驱动功率 MOS的两路脉冲信号,经隔离去驱动功率MOS管;另外两路脉冲信号的死区 时间直接由控制芯片来决定。

图3—1全桥LLC谐振DC/DC变换器的总框图 对于一个DC/DC变换电路来说,在不同的应用场合,根据它所接的电源和 输出负载,大致可以分成四种变化状态,即输入固定输出固定,输入固定输出变 化,输入变化输出固定和输入变化输出变化。例如,在通信电源中,它的Dc/Dc 变换电路的输入是接功率因数校正(PFC)电路的输出,但是它的输出是接蓄电 池,因此它的输出随着蓄电池得充放电而变化;而在服务器电源中,它的DC/DC 变换电路的输入输出都是固定的。本文设计的全桥LLC谐振变换器是服务器电 源的一部分,因此它的输入和输出都是固定的。 为了满足客户的规格,对于DC/DC级,给出如下的设计条件:输入电压为 330V-410V,输出电压是48V,额定输出电流是52.5A。

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3.2主电路的设计
有了设计条件,就可以根据电路的总框图开始电路的设计。首先进行的是主 电路的设计,大致可以分为:谐振频率的确定、主电路元件的选择、谐振电容、 谐振电感和变压器的设计等几个部分。

3.2.1谐振频率的确定
要确定电路工作方式,首先要确定电路工作的谐振频率。随着电源技术的发 展,现在对电源的效率和功率密度要求越来越高。对于现有的电源,要提高功率 密度可以减小磁芯元件体积和电容体积;根据现有的电源技术,减少电容体积对 提高功率密度帮助不大,因此减少磁芯元件体积对提高功率密度更有帮助。在一 定的输出功率下,要明显减少磁芯体积只有提高变换器的工作频率。而对传统的 PWM型DC/DC变换器要是工作在比较高的频率,那么它的效率就比较低,这 样对于提高功率密度不利,就必须选择其他类型的变换器。而谐振变换器有高频 工作的特性,它满足电源发展的要求,因此全桥LLC谐振DC/DC变换器也适合 电源的发展。 全桥LLC谐振DC/DC变换器的谐振频率的确定基于电源的效率和功率密度 等等,因此本设计为了满足客户在这两个方面的需求,首先必须设计谐振电容 cs和谐振电感Ls的谐振频率,它的设计参考如等式2—1所示。

3.2.2主电路元件的选择
a、输出整流二极管 二极管的选用可根据流过输出二极管中电流的有效值和输出二极管的阻断 电压来定,考虑到过压尖峰的问题,反向耐压要有一个余量。但是反耐压越高, 反向恢复电流越大,产生的过压尖峰会更大。 (1)输出整流二极管中电流有效值

k胁

『l

一占r 一毛 —O 一p

(3—1)

k腑



L=盯L=仃 一上F 一‰ —O —p

(3—2)

浙江大学硕士学位论文 (2)输出整流二极管中电流平均值

105=私圳出
‰=睾.‰o)at
Jj

(3—3)

(3—4)

(3)输出二极管阻断电压

%5M。。=2?K=2?48=96(V)(3--5)

%6.Ⅲ。。…2
b、输出滤波电容 c、功率变压器 a)选择磁芯

Vo

2-48=96(V)

(3--6)

根据以上条件,输出整流二极管选用STPs61150CW。

输出滤波电容的大小是根据输出纹波电压和流过输出电容的纹波电流来决 定,又考虑到电容体积的大小,因此选择较多的高频电容和较少的电解电容。

要设计变压器,首先要确定磁芯。在确定磁芯之前,要考虑磁芯的应用场合, 本文设计的服务器电源是一个1U的产品,又因为1U产品有它自己的规格,一 种对高度的要求不能超过35cm,也就是说选中的磁芯元件的高度只能低于 35cm。从功率密度的角度考虑,使用一个合适的变压器对提高整体的功率密度 有显著的帮助,因此在全桥LLC谐振DC/DC变换器中用一个变压器。另外对于 变换功率大于2.5KW、谐振频率为500KHz,参考Philips磁芯手册[】,选用ETD49 的3F35磁芯,但是它的高度不适合1U,因此必须把ETD49的高度磨到所需的 高度,ETD49的具体参数为: 铁芯截面积:以=209.10“(m2) 有效磁路:己=114.10。3(m) 铁芯有效体积:V=24000.10‘9(m3) 根据全桥LLC谐振DC/DC变换器的工作原理,变压器的激磁电流只有交流 分量,故变压器磁感应强度只有交流分量,那么最大磁感应强度为:

或Ⅳ=吃Dc+%c

(3—7)

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因为最Dc=0(T)所以Bm∥=%c。 取:%c=O.056(T)
b)确定变压器匝数 可以进一步确定变压器原边匝数:
Ⅳ:
一9

丘:!:i



!!!:!:!

2?4?%c?工2?209?10≈-0.056?500-103

17.1(匝)

(3—8)

取N。=18(匝) 那么,变压器副边匝数:


M-2Mz

2%。n=18-吉22(匝)

(3—9)

C)变压器的原、副边最大电流值: 变压器原边的最大电流值:

。。=三.俺诵
lp.。=19.6(A)

∽㈨

其中:/二是最小的工作频率;乙是变压器的激磁电感。 变压器副边的最大电流值:

‘一=

层矗(,弦

(3—11)

t.一=67.3(A) d、谐振电容

牛石石壳j面
e=12.5(IlF)

。_12’

其中:■…。是谐振电容上的最大电压。
e、谐振电感 (1)磁芯选择 确定磁芯后,就可以开始设计谐振电感。根据谐振电流的大小和谐振工作频 率的大小,在参考Philips磁芯手册【56】,选用RMl0的3F35磁芯,它的具体参

浙江大学硕士学位论文 数为: 铁芯截面积:At=96.6?10“(m2) 铁芯窗口面积:以=62.8.10“(m2) 窗口高度:G=12.2.10_3(m) 铁芯有效体积:圯=4310.10‘9(m3) 由于谐振电感的谐振电流中只有交流分量,故谐振电感感应强度只有交流分 量,那么最大的磁感应强度为:

吃∥l=吃_Dcl+占0c1

(3—13)

因为BmDc。=0(T)所以吃∥1=±0cl

取:%cl=O.09(T)
(2)确定谐振电感匝数 可以进一步确定谐振电感的匝数:

肚盥
’2?4?%c。

(3_14)

因此取:N= r)16 匝( f、功率MOS管S1,S2,S3和S4 功率MOSFET的选择,可以根据它的最大开关电流和阻断电压: a)功率MOS管中的电流最大值

k一=‘,一(3--15)

k~=19.6(A)
b)阻断电压

‰=吃=410(V)

(3—16)

根据上述式子可以选择功率MOSFET,考虑到通态要小,故选容量大一些 的功率MOSFET,实验中选用STW45NM50。

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3.2.3控制及驱动的设计
全桥LLC谐振DC/DC变换器可以选用常用的谐振型控制芯片进行控制,而

驱动用固定死区的隔离驱动:
3.2.3.1控制电路 本电路中的开关Sl和S3的驱动信号是相同的,开关S2和S4的驱动信号 是相同;本电路是一个谐振电路,因此它的控制芯片是一个谐振控制芯片 MC33067。它通过输出误差信号给谐振型控制芯片的压控振荡器来调节频率, 从而使在一定的输入电压范围和输出功率范围内保持输出电压不变。 a、隔离电压信号输入

图3—2隔离电压信号输入及频率控制 隔离电压信号输入如图3—2中左边的虚框内。图中,电阻R1和R2是分压 电阻,它决定了输出电压、ro,电阻R4和电容C1是积分环节,电阻R5和R6 是光耦Ul的限流电阻,集成片IC2是控制芯片MC33067,集成片ICl是电压 比较起TL431,它的基准电压为2.5V,那么输出电压表达式为:

V:!:塑鱼±型




见(3--17。

b、频率控制 电路的工作频率控制由芯片MC33067完成。它是由电压误差信号经过TL431 放大以后,再通过光耦隔离输入到控制芯片MC33067的管脚7,然后,控制芯 片MC33067根据管脚7的输入电压的变化来控制工作频率的大小。它的具体实 现方式如图3—3所示,图中R7是来控制变换器的工作频率,它是通过流过它 的电流大小来控制变换器所需要的工作频率。

47

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图3—3调频控制 3.2.3.2驱动电路 控制芯片MC33067产生的是两路占空比为50%的互补的脉冲,经驱动电路, 才能变为两路有固定死区的互补脉冲信号。 a、死区时间的确定 死区时间的确定可以由控制芯片MC33067的管脚16决定,如图3--4所示。 根据谐振频率的大小和工作频率变化的范围,选择合适的死区时间,如等式3—
16:

‰。啮C4.In㈢(3--18)

图3—4死区时间控制 b、最低工作频率的确定 在全桥LLC谐振DC/DC变换器中,如果工作频率低于某一值时,它就进入 容性区域,这是本文设计的电路所不允许的工作区域,因此必须对它的最低频率 进行设置,就可以保证全桥LLC谐振Dc/DC变换器在它的调频范围内一直工作 在感性区域。


~玛 —G ,一h
一, ● ●.\

(3—19)

一渤

最低工作频率的确定可以由控制芯片MC33067的管脚l和2控制,如图3 —5所示,调节电容C5和电阻R9的大小来控制芯片的三角波,从而确定最低

浙江大学硕士学位论文 工作频率的大小。根据全桥LLC谐振DCfDC变换器的输入电压范围、输出电压 和谐振频率来确定一个合适的最低工作频率,具体可以参考等式3—17来确定合 适的最低工作频率。

L l

R9



1 2 3

qF
=L一
c、最高频率的确定



IC2

图3—5最低频率和最高频率设置

在全桥LLC谐振DC/DC变换器中,如果最高工作频率被限定以后,那么它 的调节范围等等因素都确定了。根据它的工作原理,在满载时它的工作频率相对 比较小,但是在空载时为了能够调节输出电压,此时可能需要较高的电压才能保 证输出电压不变;另外最高工作频率直接影响启动时输入电流的大小,如果最高 工作频率相对比较低时,那么它的启动电流就比较大。因此必须选择一个合适的 最高工作频率来满足这两方面的需求。 最高工作频率可以由控制芯片MC33067的管脚3和6来控制,如图3—5所 示。从图3—5中可以知道变换器的最大工作频率是通过调节电阻R7来控制。 其基本工作原理是改变电阻R7的大小,来控制管脚3和6中的电流大小,管脚 3和6中电流直接决定了工作频率的大小。根据所设定的启动电流和预估的空载 最高工作频率,来选择一个合适的最高工作频率,具体设计可参考以下等式。

k=1.5?G?厶。

(3—20)

k=》一1
见:—2.5-—Vm
Im。一IR。

(3—21)

(3—22)

其中:%。是控制芯片MC33067管脚6的最小输出电压。 d、驱动电路 电路的驱动如图3—6。由两个驱动变压器来驱动,功率MOS管s1和s3的 驱动由同一个驱动变压器来提供,功率MOS管S2和S4的驱动由另外一个驱动

浙江大学硕士学位论文 变压器来提供。为了增加驱动电路的驱动能力,在驱动变压器的原边加了一个 MIC4422来增加驱动电路的驱动能力;另外为了使功率MOS管的关断时问变短, 在驱动电路中增加了一个PNP的晶体管FM718。这样既可以实现驱动信号的隔 离,又可以加大驱动电路的驱动能力和加快驱动电路的关断速度。

14

13

IC2

13 12

图3—6全桥LLC谐振DC/DC谐振变换器的驱动线路图 图中,IC4是TC4422;T1,T2,T3,T4是晶体管;s1,S2,S3,S4是功 率MOS管。

3.3电路的损耗分析
判断一个电路的好坏,最简单的方法就是看它在额定条件下的效率。从某种 意义上讲,效率是评价电路是否实用的标准。对于一个实际运行的电路,其效率 是否已经达到最高,还是可以进一步提高,是电源设计工作者所关心的问题。那 么,进行电路损耗的分析,对电路的设计和改进就十分重要。 组合 组合一 组合二 组合三 开关SI&S2&S3&S4 STW26NM50 STW45NM50 STW45NM50 表3—1实验的三种组合
50

二极管D5&D6 50CW 50CW

STPS61 1

STPS61 1

MUR2020CT

浙江大学硕士学位论文 为了进行实验的分析和对比,选择的实验元件由于开关和二极管的不同,列 出了三种组合如表3—1所示,及其元件的部分特性参数如表3—2所示。组合一 与组合二的区别在于,它们使用的功率MOS管不一样,组合一中的MOS管的 导通电阻相对来说比较大,但是它的关断时间相对于组合二中的MOS管来说相 对小,在全桥LLC谐振DC/DC变换器中MOS的损耗主要是通态损耗和关断损 耗。根据电路的工作条件来选择合适的功率MOS管。 元件:Mosfet STW26NM50 STW45NM50 Qg

Vdss

Rds

Id

COSS

Tf

500v

0.1 Q

30A

700pF

70nC

19ns

500V

0.08Q

45A

610pF

87nC

23ns

元件:Diode STPS61150CW

Vf@25*C
0.85V

Vf@150。C
0.67V

Vrrm

/o(av)
2×30A

150V

MUR2020CT

1.15

0.85

200V

2×20A

表3—2 MOSFET、二极管的特性参数 假设电路工作在输入电压390V,输出电压48V和输出电流52.5A,并且满 足原边功率MOS管的ZVS条件,副边二极管的ZCS条件,元件工作于80℃, 计算电路的损耗及效率表达式。

3.3.1开关的损耗
当结温80。C时,功率MOSFET的导通电阻是常温的1.5倍。 (1)开通损耗(满足ZVS条件):

圪…=0
(2)导通损耗:

(3—23)

己=1.5?如?(疋。+最,,+珐。+矗。,)
(3)关断损耗(参考[附录A]):

(3—24)

圪删=i1?%?乇.t/"fs?4

(3—25)

浙江大学硕士学位论文 (4)功率MOS管总的损耗:

‰=圪…+尸册+圪。一彬
3.3.2二极管的损耗

(3—26)

二极管的损耗可以分导通损耗和关断损耗,由于二极管的关断损耗计算要考 虑很多因素,因此一般它的关断损耗很难估计。但是在全桥LLC谐振DC/DC变 换器中,副边二极管是ZCS关断,所以它的关断损耗基本上是零。 (1)关断损耗:

昂~够=0 (2)导通损耗

(3—26)

岛~。=%5?L?0.5+%6?Io?0.5
(3)二极管总的损耗:

(3—27)

昂=%盯+岛一。
333变压器和谐振电感的损耗
a、变压器的损耗

(3—28)

变压器的损耗包括铁损和铜损,铜损由直流损耗和交流损耗构成。在全桥 LLC谐振DC/DC变换器中变压器只有交流电流,没有直流电流,因此在全桥LLC 谐振DC/DC变换器中变压器的铜损只有交流损耗,交流损耗与变压器的绕线结 构也有关系,但是太复杂了,所以这里不作分析了。 (1)变压器铜耗 根据所选变压器线圈的匝数和线经,可以计算出变压器原边直流电阻:

‰:p.三_1.724.10“.—孚业粤=0.024(Q)(3—29)


3?——L—————L—一 4
假设变压器工作在500KHz时,原边的交流阻抗是直流阻抗的两倍,那么就 可以估算出原边的交流阻抗:

石.(0.06.10。l_120

‰c=2’马睇=o.048(Q)(3--30)
变压器副边直流电阻:

52

‰节;=1.724.10-6.器_00017(Q)(3吲)
假设变压器工作在500KHz时,副边的交流阻抗是直流阻抗的两倍,那么就 可以估算出副边的交流阻抗:

浙江大学硕士学位论文

‰c=2-碍Ⅸ=0.0034(Q)
变压器的直流损耗:

(3--32)

弓~㈣=局肼?‰,+岛Ⅸ-盘, 因为k,。=0,k,。。=0,所以弓一。。。=0。
变压器的交流损耗:

(3—33)

墨。=%。?e,。+‰。?鬈。。
变压器总的铜耗:

(3—34)

岛。=岛一c。Dc+B—c“c=B—c“c

(3—35)

其中:k,。是变压器原边直流电流有效值;k,,是变压器副边直流电流
有效值;厶,是变压器原边交流电流有效值;t,是变压器副边交流电流有效
值。 (2)变压器铁损 变压器的铁损可以根据3F35磁芯的损耗曲线来算:

%c=56(mT)
从图3—7中查出500KHz频率下的己,然后,计算铁损:

(3—36)

o=96.2(KW/m3)(3--37) 弓一☆=B?K=24000-10~-0=3.9(w)(3--38) 变压器总的损耗: 弓=0一。+弓一々 b、谐振电感损耗 谐振电感的损耗包括铁损和铜损,铜损由直流和交流损耗两者构成。由全桥 LLC谐振变换器的工作原理可知,谐振电感中只有交流电流,而没有直流电流, 因此谐振电感的铜损只有交流损耗。 (1)谐振电感铜耗
(3--39)

浙江大学硕士学位论文 根据所选谐振电感线圈的匝数和线经,可以计算出谐振电感的直流电阻:

砧cⅨ:p.三:1_724.104.—挚业粤:0.01(Q)(3—40)


^万’(o.06?10。3 J‘120

假设谐振电感工作在500KHz时,它的交流阻抗是直流阻抗的两倍,那么就 可以估算出它的交流阻抗:

Rr_c“c=2?Rr—cⅨ=0.02(Q)
谐振电感的直流损耗:

(3--41)

er-CuDC=Rr一㈣?』k,, 因为k.。=0,所以P—cⅨ=0。
谐振电感的交流损耗:

(3--42)

P一Ⅲc=Rr一Ⅲc?毫c.。(3--43)
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图3—7 (2)谐振电感铁耗

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谐振电感的铁损可以根据3F35磁芯的损耗曲线来计算
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浙江大学硕士学位论文 从图3--7中查出500KHz频率下的0,然后,计算铁损 0=530(KW/m3) P一一=弓?K=4310?10一-0=2.3(w) 谐振电感总的损耗: 只=只一。+e一止
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3.3.4总损耗
其他损耗包括辅助电源和回路等等损耗,假设这些损耗是3W。

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表3—3列出了该设计电路在48W52.5A输出,谐振频率为500KHz时,不 同元件组合的损耗和效率理论计算。组合一和组合二的效率表明了不同容量功 率MOs管对效率的影响,组合一中的功率MOS管选用了STW26NM50,而组 合二中功率MOS管选用了STW45NM50。组合二和组合三的效率表明了用不同 耐压二极管对效率的影响,组合二中的输出整流二极管选用了MUR2020CT,组 合三中的选用了STPS61150CW。从该表中可以看出以下几点: ◆组合一和组合二的效率区别在于二极管不同引起的通态损耗不同;组合 二和组合三的效率区别由于用不同容量功率MOS管引起的。 ◆二极管通态损耗、功率MOS管的通态损耗和功率MOS管的关断损耗 是三大主要的损耗源,要尽量选用低导通压降的二极管、低导通电阻和低关断时 间的功率MOS管。因为在全桥LLC谐振DC/DC变换器中功率MOS管是ZVS 开通,所以功率MOS管的开通损耗基本上没有,主要是关断损耗。本文所设计 的变换器的工作频率相对来说比较高,如果选用的功率MOS管的关断时间比较 长,那么它的关断损耗就非常大。因此在选择原边的功率MOS管时,既要考虑 功率MOS管的通态损耗,又要考虑功率MOS管的关断损耗。 ◆变压器的损耗也是主要的损耗源,因此必须对变压器进行优化。由上面

浙江大学硕士学位论文 对变压器损耗的分析可知,它的铁损相对来说比较小,而铜损相对来说比较大。 也就是变压器的匝数可以减少一些,以增加铁损,降低铜损,另外在变压器结构 设计中要注意减小其交流铜损。 组合 理论效率 总损耗 Mosfet通态损耗 Mosfet关断损耗 二极管通态损耗 变压器铜损 变压器铁损 谐振电感铜损 谐振电感铁损 驱动损耗 表3—3 组合一
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48V/52.5A输出390V输入时不同元件组合的效率理论计算对比

通过以上的参数设计选择和给出的主电路及各部分的实现电路计算方法, 进行了电路损耗的预估对比,再根据这些条件搭出实验电路模型,完成应用设 计前期工作。接下来一章,将根据实验项目,在该电路模型做实验,进一步考 察该电路实际运行状况,以检验电路所具有的良好性能。

3.4全桥IALC谐振DC/DC变换器的过载保护
在前面的章节中,功率级的设计已经分析好了。基于上面的分析和讨论,该 谐振变换器功率级的设计已经能够满足客户所需要的规格,并且该谐振变换器把 390V直流电压转化为48V时,它的效率和功率密度都很高。然而,如果要在产

浙江大学硕士学位论文 品中应用这个谐振变换器,还有很多问题必须解决,比如过载保护等等。过载保 护对于一个产品来说是一个非常严格的指标,过载保护的目的是在电源处于过载 的状态中限制系统的应力,从而保护系统中的各个元件。它的另外一个功能是在 启动期间限制启动时的冲击电流。因为在启动前,输出电容上的电压是零,这样 在启动的瞬间输入的能力非常大,也就是说刚启动瞬间时输入电流非常大,如果 没有过载保护,那么在这么恶劣的条件下对元器件的损害是非常大[321。 对于传统的PWM型变换器来说,在过载状态期间,通过调节脉冲的占空比 来限制输入电流,占空比越小,电流的应力也越小。而对于全桥LLC谐振DC/DC 变换器来说,它通过调节频率来工作,它的占空比是保持不变的,都是50%。 为了解决全桥LLC谐振DC/DC变换器的过载保护问题,下面几个问题必须分析 和解决。首先,要理解过载状况时全桥LLC谐振DC/DC变换器的特性;其次, 如果该状况下全桥LLC谐振DC/DC变换器的特性不好,那么必须找到相应的方 法来解决或者改善该特性。 在本文所设计的全桥LLC谐振变换器中,各个参数如下: 谐振电容cs是12.4nF;谐振电感Ls是8uH。 下面,首先,分析在过载状态下全桥LLC谐振DC/DC变换器的特性;然后 讨论两种解决方法。第一种方法是在过载状态下,增加变换器的工作频率;第二 种是通过调频率和占空比来解决过载的问题。

3.4.1过载状态下全桥u£谐振I)C/I)C变换器的特性
对于全桥LLC谐振DC/DC变换器来说,在正常工作期间,它的谐振回路的 阻抗相对来说是比较低的,因为此时它的工作频率与谐振回路的频率是比较接近 的。这就意味着当变换器处于过载状况时,电路中的电流非常高。因为它有这个 特性,所以对于全桥LLC谐振DC/DC变换器来说,它的过载保护的设计是非常 严格的。 在过载保护期间,它的输出负载是在不断增加,最恶劣的情况就是输出电压 短路。如果输出电压短路的问题解决好了,那么全桥LLC谐振DC/DC变换器的 过载保护问题也就解决了。 根据全桥LLC谐振DC/DC变换器的工作原理可知,如果工作频率等于谐振 电感Ls和谐振电容Cs的谐振频率时,它的转换效率是最高的。由前面的分析可 知,工作频率小于Ls和Cs的谐振频率时,它原边功率MOS管是ZVS开通, 副边二极管是ZCS,从而它的转换效率比较高:如果工作频率大于Ls和cs的 谐振频率时,它原边功率MOS管是ZVS开通,而副边二极管的ZCS则丢失了, 同时二极管反向恢复相对比较大,如果工作频率比较高,那么反向恢复更加严重。

浙江大学硕士学位论文 因此在设计全桥LLC谐振DC/DC变换器时让它工作在谐振点以下的范围之内。 但是在短路的情况下,副边输出电压为零,此时的等效电路相当于一个串联谐振 变换器,要是它的工作频率低于谐振频率,它就处于容性状态,而且原边功率 MOS管的ZVS也丢失了,另外它的工作电流相当大,这样对变换器的损害非常 严重。因此当变换器处于短路状态,必须对变换器进行保护,下面将分析和讨论 两种短路保护方法:一是调高变换器的工作频率;二是调高变换器的工作频率和 调小脉冲占空比。 从上面的分析可知,全桥LLC谐振DC/DC变换器在短路期间的主要问题是: 高的电流应力和原边功率MOS管的ZVS丢失。 方法一:增加变换器的开关频率 当全桥LLC谐振DC/DC变换器进入短路保护状态时,有两种方法可以来限 制工作电流的大小。第一种方法是减小加在变换器上的平均电压。比如,在PWM 型的变换器中,可以通过减小占空比来谐振工作电流的大小,因为如果变换器的 占空比减小了,加在变换器上的平均电压就减小了,这样工作电流就可以被限制, 从而起到保护的功能。第二种方法是通过增加变换器功率级的阻抗来限制工作电 流的大小,但是这种方法只适用于变频控制的变换器。当工作频率朝远离谐振频 率点变化时,谐振回路的阻抗将不断增加,这样就限制了工作电流的大小。 为了分析简化、方便,只讨论最恶劣过载情况一输出短路。在此工作条件下, 全桥LLC谐振DC/DC变换器可以简单地等效为一个串联谐振回路,如图3—7 所示。

图3—7短路时的全桥LLC谐振变换器的等效模型 根据上面的等效模型,可以推导出在短路情况时工作电流和开关频率的关 系,如图3—8所示。从图上可以看出,在过载情况下,如果期望输入电流是20A, 那么开关频率必须增加到大约750KHz。 根据短路时的等效电路,可以推导出此时全桥LLC谐振DC/DC变换器的阻 抗等式,如3—5l所示。在此基础上,可以进一步推导出短路时该变换器输入工 作电流的等式,如3—52所示。

浙江大学硕士学位论文

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与正常工作模式相比,使用此种短路保护方式时全桥LLC谐振DC/DC变换 器的工作频率相对来说相当高。对于相对高的工作频率来说,必须考虑以下几个 方面的问题:首先功率MOS管的关断损耗将增加很多,因为在电路处于短路保 护时,它的工作电流与正常工作相比已经相当大了,从而直接导致功率MOS的 关断电流就相当大。又因为此时的工作频率相当高,所以功率MOS管的损耗非 常高,这样就必须增加功率MOS管的散热能力。其次,磁芯元件上的应力比较 大,因为变换器在短路时,电路中的电流应力比较大,它将导致磁芯元件饱和。 因此考虑短路的因素,变换器的磁芯元件必须选择相对比较大的尺寸。 方法二:增加变换器的工作频率并减小占空比 从上面的讨论可知,短路期间减小变换器的输入电压也能限制工作电流。因 此第二种用来作为短路保护的方法是变频控制和PWM控制相结合的控制方法。 为了分析方便,把变换器分为两个阶段:正常工作阶段和保护阶段。正常工 作期间,变换器是通过变频控制来工作,因为这样也可以实现很高的工作效率。 当工作频率达到所设置的最高工作频率,PWM控制将参与工作。因为当占空比 减小时,等效的输入电压也减小,这样就可以限制工作电流,这种短路保护的原 理如图3—9和图3—10所示,图3—9是调频阶段,图3一10是调占空比阶段。 与第一种方法相比,它只要相对比较小的工作频率就可以实现与第一种方法效果 相同的功能。

浙江大学硕士学位论文 调变换器的工作频率,另外,调占空比可以起到短路保护的作用。但是这种 控制相对第一种方法来说,相当复杂,实现起来比较困难。如果使用这种保护方 法,控制器的响应速度就将得到极大的挑战。因为调工作频率结束后切换到调占 空比时,速度必须快,否则变换器的工作电流将很大,这样对变换器的损害相当 大。

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图3—10调占空比阶段 根据上面的分析,由两种方法可以实现全桥LLC谐振Dc他c变换器的短路 保护功能。第一种方法实现起来比较简单,不要加另外的控制电路,但是它将增 加原边功率MOS的损耗。因此只要给原边MOS提供适量的散热余量就可以。 第二种方法实现起来相对比较麻烦,稳定性相对比较差一点,而且这种控制方法 需要加另外的控制电路。综合比较这两种控制方法的优缺点,在本文设计的全桥 LLC谐振DC/DC变换器中选择第一种短路保护的控制方法。

浙江大学硕士学位论文

第4章实验结果和分析
本章根据不同的运行条件,在2.5KW输出的实验电路上采用不同的参数组 合,取得了相应的实验结果,并对其进行了分析,给出了对比结果。

4.1实验的结果及分析
一个电路在不同条件下运行,就会有不同的结果,要获得好的结果,必然 对电路运行条件加以限制。但是,要真正了解一个电路,就要让它在各种条件下 运行,根据实验所取得的结果,不断地改进结果,使电路能适用于不同的应用场 合,并发挥出其好的性能。下面,将根据实验的内容,给出全桥LLC谐振Dc/DC 变换器运行于各种工作条件下的结果及分析,例如工作于输入输出都固定,输入 固定输出变化和输入变化输出固定等等场合。

4.1.1驱动信号波形分析
为了实现高的功率密度,全桥LLC谐振DC/DC谐振变换器选用了较高的谐 振频率,因此它的工作频率相对来说也比较高。对于驱动电路来说,它的负载是 功率MOS管。对于高压,大容量的功率MOS管来说,它的输入电容和输出电 容都比较大,这样对一个高频驱动来说,它的上升时间和下降时间相对来说就会 比较长。在高频变换器中,上升时间和下降时间的长短直接关系到开通损耗和关 断损耗的大小。全桥LLC谐振DC/DC变换器是ZVS开通,这样它的开通损耗 基本上没有,因此驱动信号上升时间的长短对开通损耗影响不大。而关断是硬开 关,如果关断时间长的话,关断损耗会相当大,因此驱动信号的关断时间的长短 对关断损耗影响非常大。 为了实现高的效率,设计的驱动信号的关断时间必须短,而驱动信号的上升 时间的长短相对来说不是很关心的问题。本实验中的驱动信号如图4—1所示, 从图4—1中可以清楚知道驱动的上升时间,下降时问,这对提高变换器的效率 有显著的帮助。 全桥LLC谐振DC/DC变换器优点在于不需要外加的功率元件,而利用变压 器的激磁电流Im来实现原边功率MOS管的ZVS工作。从前面的分析可知,原 边功率MOS管的ZVS能否实现只与变压器的激磁电流Ina有关,与输入电压和 负载的大小没有关系。因此只要激磁电流大于能够实现MOS管ZVS的晟小电流, 功率MOS管的ZVS就可以得到保证。另外,副边二极管的ZCS只与工作状态 有关,从以前的分析可知,当开关频率低于等于谐振电容Cs和谐振电感Ls构成

浙江大学硕士学位论文 的谐振频率时,副边二极管的ZCS就可以实现;当开关频率大于谐振频率时, 副边二极管的ZCS就丢失了。 在高频电路中,驱动信号的好坏直接影响电路的工作性能的优良。本文所设 计的全桥LLC谐振DC/DC变换器的谐振频率是500KHz,考虑到启动过程和空 载情况,为了保证变换器的可靠性,全桥LLC谐振DC/DC变换器的最高工作频 率将近1Meg。在高频电路中,驱动信号的上升沿和下降沿都会比较慢,这将增 加功率MOS管的损耗,另外在高频驱动中,它的死区时间可能会不对称,这也 就会影响电路的特性。因此,在高频电路中,驱动信号的上升沿、下降沿和死区 时间是驱动信号好坏的重要指标。

图4—1互补驱动的死区时间
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图4—2互补驱动的死区时间 图4—1、图4—2、图4—3和图4—4分别给出了驱动信号的死区时间、上 升沿和下降沿。从图4—1和图4—2可以得到,驱动信号的死区时间是对称的, 死区时间是160ns;由图4—3可知,驱动信号的上升时间是202ns,因为全桥 LLC谐振DC/DC变换器的原边功率MOS管是ZVS开通,所以驱动信号的上升

62

浙江大学硕士学位论文 时间的快慢对原边功率MOS管的损耗影响不大。而关断时间的长短直接影响原 边功率MOS管的关断损耗。由图4—4可知,驱动信号的下降时间是50ns,与 上升时间相比,下降时间相当小,这有利于降低功率MOS管的损耗。
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图4—4驱动信号的下降沿

从前面分析可知,全桥LLC谐振DC/DC变换器的ZVS与负载无关,那么, 下面的分析就是让输入输出固定,而输出负载变化时,看电路在ZVS工作下的
一些情况。

4.1.2开关的ZVS开通
开关的ZVS工作是电路提高效率的前提条件,尤其对于一个高频变换器来

说,能否实现ZVS,对电路的效率影响非常大,因为MOS管的开关损耗与工作
频率成正比。本文设计的电路中选择全桥LLC谐振DC/DC变换器的原因之一是 全桥LLC谐振DC/DC变换器的ZVS实现起来方便。首先,看看开关的ZVS工

浙江大学硕士学位论文 作情况,基本实验是用组合三的元件。根据前面的分析可知,在全桥LLC谐振 DC/DC变换器中,原边功率MOS管的ZVS与输入电压和负载无关。下面首先 分析当输入电压变化时,原边功率MOS管的ZVS情况。

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图4—5给出在不同输出负载下原边功率MOS管上的电压。从图4—5中得 到,当输出电压负载变化时,对原边功率MOS管的ZVS没有影响。当输出负载 在所设计的范围变化时,它原边功率MOS管的ZVS依然可以实现。 图4—6给出了在不同输入电压下原边功率MOS管上的电压。由图4—6可 知,当输入电压在设计的范围内变化时,原边功率MOS管的ZVS都可以实现。 从图4—5和图4—6可知,全桥LLC谐振DC/DC变换器原边功率MOS管 的ZVS条件不受输入电压和输出负载影响。因此与其他软开关拓扑相比它的
ZVS范围要宽很多。本文在设计的全桥LLC谐振DC/DC变换器时充分发挥了它

的这一方面的优点。

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图4—7 在不同输出负载下的谐振电流

65

浙江大学硕士学位论文 当输出负载变化时,全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出负载归一化量将变 小,那么变换器的增益也将变化,从而导致它的工作频率也变化。图4—7给出 了在额定电压下,不同输出负载时的谐振电流。另外从图4—7可以看出,当输 出负载变大时,它的工作频率将变小。

4.1.4变压器的激磁电流
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图4—8在不同输入电压下的激磁电流 图4—7和图4—8分别给出了在不同输入电压下的激磁电流和在不同的输出 负载下的激磁电流。由图4—7可知,当输入电压变化时,变压器的激磁电流保

持不变;由图4—8可知,当输出负载变化时,变压器的激磁电流也保持不变。
与前面的理论分析是一致的,实验对此进一步证明了。由前面的理论可知,变压

器的激磁电流只与输出电压,谐振周期和变压器匝数比等有关。

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图4—10在不同输出功率下的输出整流二极管的电压
图4—9给出了在相同的输出负载和不同的输入电压下的输出整流二极管上

的电压;而图4一10给出了在相同的输入电压和不同输出负载下的输出整流二极 管上的电压。由图4—9可知,当输出不变时,而输入电压在变时,此时输出整 流二极管上的电压幅值保持不变,而且此时二极管的寄生电容与变压器副边漏感 之间振荡也比较轻;而图4—10中可以清楚地得到,当输入电压不变时,而输出 负载变化时,输出整流二极管的寄生电容和变压器的副边漏感的振荡就相当明 显,此时它的振荡电压已经相当大了。因此当输出负载增大时,副边二极管的反
向恢复问题就比较严重了,从而增加了输出整流二极管的损耗。

.6变压器的空载特性
在前面第二章中,对全桥 它对解决全桥 谐振 谐振 谐振

变换器的特性已作了详细的分析,
和谐振电

变换器的空载特性有很大的帮助。从全桥

变换器的本质可知,它空载特性的优良是由激磁电感

浙江大学硕士学位论文

感Ls所决定。由第二章可知,当≥>?三号时,在空载时,不管工作频率为
V。L。+L。

多少,它都没法调节输出电压。因此此时必须在输出端加一个假负载,这样就可 以提高它在空载时的特性。在本文所设计的全桥LLC谐振DC/DC变换器中在输 出端加了一个2W的假负载,来提高它的空载特性,这样就可以增加整个系统的 稳定性。 图4—11给出了在不同输入电压时,全桥LLC谐振DC/DC变换器的空载特 性。从图4—11可知,当输出端加了一个2W的假负载,变换器在它的输入电压 范围内,它的空载特性都比较好。从图4—11中可得到,当输入电压为330V时, 它空载工作频率最低,此时的工作频率大概为419KHz;当输入电压为410V时, 它空载工作频率最高,此时的工作频率大概为737Khz。这一结果很好地证明了
理论,与理论所一致。

、,in:330V

Io:50mA

Vin:350V

lo:50mA

(a)

(b)

Vin:390V

Io:50mA

vin:41 0V

Io:50mA

(c)

(d)

图4—11在不同的输入电压时的空载特性

浙江大学硕士学位论文

4.1.7输出纹波
输出纹波也是评估一个电源好坏的标准,现在的电源系统要求它输出纹波
小,这样就可以提高后面负载变换器的性能,比如在分布式系统中要求前级变换 器的输出纹波小。在分布式系统中,它的后级是负载型变换器,负载型变换器的

输入电压就是前级变换器的输出电压,因此前级变换器的输出纹波大小将决定后
级变换器的工作电压范围,从而决定了后级负载变换器的性能。

图4—12给出在额定输入电压和不同的输出负载下,全桥LLC谐振DC/DC 变换器的输出纹波。由图4—12可知,全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出纹波 随着输出负载的变化而变化,在输出电流为5A时,它的输出电流纹波大概为 173mV;而在满载时,也就是输出电流为52.5A时,它的输出电流纹波大概为 552mV,因此现有的输出纹波相对来说比较大。但是从图4~12中可知,在输出 电压的纹波中叠加了一个噪声干扰,这不是真正的输出纹波,如果电源装了外壳, 它的噪声干扰将减小,因此该变换器的实际输出纹波将更小。
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Io:52.5A

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Ⅵn:390V

Io:30A

Vin:390V

(c)

(d)

图4—12在不同输出负载下的输出电压纹波
70

浙江大学硕士学位论文

4.1.8软启动

Vin:250V

Vo:31V

Vin:195V

VO:24V

(a)

(b)

Vin:390V

V0:48V

Vin:300V

Vo:36V

(c)

(d)

图4—13在不同的输入电压下的启动电流

Vin:390V

10:20A

Ⅵn:390V

IO:0A

(a)

(b)

71

浙江大学硕士学位论文

Ⅵn:390V (c)

IO:52.5A

、,in:390V

10:40A (d)

图4一14额定电压下不同输出负载下的启动电流 对于任何电源来说,它的启动都是十分重要。为了使电源在启动时受到的冲 击小一点,希望所设计的电源都有良好的软启动特性。对于传统的PWM型变换 器,它是通过使它的占空比从零慢慢变到正常工作所需的占空比,这样启动时对 电源的冲击电流是最小。而在谐振变换器则不可以使用这种方法,因为谐振变换 器不是通过调节占空比来调节输出电压,而是通过调工作频率来调节输出电压。 根据对全桥LLC谐振DC/Dc的分析,在启动瞬间,全桥LLC谐振DC/DC变换 器可以等效为输出短路的串联谐振,输入冲击电流的大小直接由谐振电容cs和 谐振电感Ls的阻抗决定。若谐振阻抗比较低时,它的输入电流就会比较大;若 谐振阻抗比较大时,它的输入电流就比较小。再根据串联谐振的工作原理,如果 工作频率大于谐振频率,那么它工作感性,否则它工作容性。因此启动时的工作 频率必须大于谐振频率,另外根据分析可知,当工作频率高时,它的谐振下阻抗 也比较高,因此在全桥LLC谐振DC/DC变换器启动时会让它以一个较高的频率 启动,这样它的启动电流就相对来说比较小。 图4—13给出了在不同输入电压下的启动电流。当输入电压增大时,它的输 入电流也在不断增大,因为当最大启动频率定了以后,那么串联谐振阻抗的大小 也决定了,影响启动电流大小的因素只有输入电压。另外启动电流与输入电压成
正比,这与前面的理论分析也一致。

图4—14给出了在额定电压下,当输出负载变化时的启动电流。从图中可知, 当输出负载变化时,它的启动电流基本上没有变化。因为当最大启动频率定后, 它的串联谐振阻抗也定了,另外输入电压也是确定的。图4—14中得知,启动电 流的大小与输出负载的大小无关。 图4—15给出额定下的启动电流。从图4—15中可以得到,启动瞬间,它的 工作频率非常高,大概在1.2Meg左右,这样就可以确定在谐振电容cs和谐振
电感Ls一定的情况下,它的启动电流就比较小,从而减小了启动电流对电源的

浙江大学硕士学位论文 冲击,这就增加了变换器的工作寿命。从图中还可以知道,在启动过程中它的工 作频率在慢慢减小,最后到达正常工作所需的频率。

Vin:390V

Io:52.5A

图4—15额定下的启动电流

4.1.9掉电时问
掉电特性是分布式系统中的一个十分重要的特性,掉电时间的长短直接影响 分布式系统的性能。另外,随着电源发展,现在对分布式系统的掉电时间要求越 来越高,希望掉电时间更长。图4—16给出了本文所设计的全桥LLC谐振DC/DC 变换器的掉电特性,从图中得知,它的掉电时间是11.8ms,满足设计要求。

图4—16额定输出功率下的掉电时间

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4.2实际效率情况
电路的效率是电源设计者一直关注的问题。电源产品的效率的高低,不仅反 映了厂商的技术水平,也是提高功率密度的前提条件。效率是衡量一个电路是否 适用的重要指标。接下来,根据现有的参数,测量其实际的效率情况,首先介绍 一下开环时在不同参数时的效率

4.2.1开环时的效率
为了提高电路的工作效率,对全桥LLC谐振DC/DC变换器的电路参数进行 了优化。针对本文所设计的变换器,在额定电压下,测量了在不同的谐振电感 Ls、谐振电容cs和激磁电感Lm时的电路效率,此时的工作频率是418KHz,输 入电压是390V。 图4—17和图4—18给出了在不同的谐振参数下的电路效率。由图4—17可 知,在变压器匝数比是8.5、谐振电感为9uH、谐振电容为11.5nF和激磁电感为 45uH时,它的满载效率为96%;而由图4—18可知,在变压器匝数比是9、谐 振电感为8uH、谐振电容为12.4nF和激磁电感为55uH时,它的满载效率为96.3%。 因为当激磁电感Lm增大时,变换器中的原边功率MOS管的损耗减小,此时变 压器的损耗增大了,但是功率MOS管损耗减少得更多,因此此时它的效率提高 了。对比图4—17和4—18可知,按照图4—17中的参数来设计变换器时,它的 固有损耗相对来说比较小,因此它在轻的输出负载时,它的效率比较高。下面分 析了全桥LLC谐振DC/DC变换器按图4一17中的参数设计时的电路总损耗。

碍 较

输出电流(A) 图4—17

n=8.5、Ls=9uH、Lm=45uH和Cs=11.5nF时的电路效率

74

浙江大学硕士学位论文

料 校

输出电流(A)

图4—18

n=9、Ls=8uH、Lm=55uH和Cs=12.4nF时的电路效率

≥ 。

堪 辎 鐾 蘧

输出电流(A)

图4—19

n=8.5、Ls=9uH、Lm=45uH和Cs=11.5nF时电路总的损耗

图4—19给出了全桥LLC谐振DC/DC变换器总的损耗。从图中可知,当输 出负载增大时,它的损耗将越来越大。从图可知,在输出功率为2500W时,它 的总的损耗大概为97.9W。

4.2.2闭环时的一些测试结果
上面对开环时的全桥LLC谐振DC/DC变换器的效率进行了分析,对参数进 行了一定的优化。下面将对闭环下的全桥LLC谐振DC/DC变换器进行一些测试。 它的测试调节是:输入电压是390V、输出电压是48V和输出功率是2500W:它

浙江大学硕士学位论文 的主要参数是:变压器匝数比是9、谐振电感是8uH,谐振电容是12.4nF和激磁 电感是55uH。 4.2.2.1效率测试

褂 较

输出电流(A)

图4—20额定输入电压下的电路效率

懈 较

输入电压(V)

图4--21额定输出功率下不同输入电压时的电流效率 图4—20给出在额定输入电压时,不同的输出功率下的电路效率;图4— 21给出了在额定输出功率下,不同的输入电压时的电路效率。由图4—20可知, 额定输入电压下,它的最高效率时96.6%,另外在满载时它的效率是95.6%;由 图4—21可知,当输出负载为2500W时,全桥LLC谐振DC/DC变换器的效率 随着输入电压的提高而提高。当输入电压是330V时,它的效率是94.5%;当输 入电压是410V时,它的效率是96.2%。从图4—21中的数据可知,全桥LLC
76

浙江大学硕士学位论文 谐振DC/DC变换器可以应用在高频、高功率密度和需长掉电时间的场合。 4.2.2.2工作频率测试 与传统的PWM型变换器相比,谐振变换器是通过调工作频率来调节输出电 压,下面将对它这一特性进行分析。



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输出电流(A)

图4—22额定输入电压下不同输出功率时的工作频率

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输入电压(V)

图4—23不同输入电压时的工作频率 图4—22给出了在额定电压时输出负载变化时的频率变化情况,而图4—23 给出了满载和空载时,工作频率随着输入电压的变化情况。从图4—22可知,随 着输出负载的增大时,它的工作频率将变小,因为输出负载变大时,而它的负载

浙江大学硕士学位论文 归一化量r却变小,然后再根据它的增益蓝线可知,它的工作频率将下降,在满 载输出时,它的工作频率是393KHz;另外图4—23中,不管是空载工作还是满 载工作,它的工作频率都随着输入电压的增加而增加。空载时,若输入电压是 330V时,它的工作频率是376KHz;若输入电压是410V,它的工作频率是 727KHz。满载时,若输入电压是330V时,它的工作频率是307KHz;若输入电 压是410V时,它的工作频率是428KHz。 4.2.23输出电压测试 在分布式系统中,前级变换器的输出电压对后级负载变换器的性能影响非常 大。若输出电压电压变化很大时,会影响后级变换器。下面将对它的输出电压进 行一下分析。

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输出电流(A)

图4—24额定输入电压下不同输出功率时的输出电压

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输入电压(v)

图4—25满载时不同输入电压时的输出电压

浙江大学硕士学位论文 图4--24给出额定输入电压下,当输出负载变化时它的输出电压的变化情 况。从此图可知,当输出负载变大时,它的输出电压将变小,但是它的变化幅度 很小。图4—25给出了在满载时,当输入电压变化时它的输出电压的变化情况。 从此图可知,当输入电压增大时,它的输出电压将变大,但是它的变化幅值也不 大。图4—26给出了在空载时,当输入电压变化时它的输出电压的变化情况。此 图中,当输入电压增大,它的输出电压也增大。与图2—25相比,载空载时它的 输出电压要比满载时的输出电压高一些,这与理论分析是一致的。从上面可知, 当输入电压是390V,满载时,它的输出电压是48.51V;空载时,它的输出电压 是48.6V。若输入电压是330V,满载时,它的输出电压是48.46V:空载时,它 的输出电压是48.48V。若输入电压是410V时,满载时,它的输出电压是48.53V, 空载时,它的输出电压是48.6V。

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输入电压(V)

图4—26空载时不同输入电压时的输出电压 上面从实验上进一步对全桥LLC谐振变换器进行了分析了,根据上面的实 验结果,对它的工作原理和特性有了深层次的认识。从实验结果可知,全桥LLC 谐振DC/DC变换器符合现今电源的发展方向,因此它将有广阔前景。

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第5章结论和展望
随着芯片技术和超大规模集成技术的快速发展,现在对电源的要求越来越高 了,要求电源体积小,功率密度大,这将给电源工程师极大的挑战。为了实现这 些目标,设计出来的电源的工作频率必须高,同时它的效率也要很高,否则就不 利于提高它的功率密度;另外也可以从封装技术方面着手考虑,若封装技术提高 了对增加功率密度也是有帮助的。

5.1结论
在现有的分布式系统中,它的前级变换器中的DC/DC电路主要使用传统的 PWM型变换器,如:移相全桥变换器、不对称半桥变换器等等。对于传统的PWM 型变换器来说,主要有两方面的原因限制了它的功率密度和效率的提高。一方面, 它功率器件的开关损耗比较大,主要是关断损耗;另外,在分布式系统中,要求 系统必须有较长的掉电时间,也就是说变换器必须能够宽的范围工作。因此对于 传统的PWM型变换器,它必须以牺牲效率和功率密度为代价。 就掉电特性而已,全桥LLC谐振DC/DC变换器有很大的优势,而传统的 PWM型变换器的掉电特性比较差。对于传统的PWM型变换器,提出了两种方 法来解决它的掉电特性:宽的范围绕组和不对称绕组。宽的范围绕组可以使用在 任何隔离型PWM型拓扑上。若使用宽的范围绕组,PWM型变换器的掉电特性 提高了很多,在高输入电压时的性能也优化了很多,但是增加有额外的元件和绕 组,另外控制的复杂程度提高了很多,这些都不利于系统的可靠性。而不对称绕 组只适用于在不对称半桥变换器上,不对称绕组与宽的范围绕组相比,更简单, 更有效。在不对称半桥变换器中,若变压器副边绕组是不对称的,那么它的直流 特性将改变。比如在高输入电压时,它的占空比可以大很多,这样副边就可以使 用耐压相对比较低的器件。 另外,传统的PWM型变换器不适合高频化,因为当工作频率增大时,它的 功率管的损耗将会增大很多。而对于电感和变压器等磁芯元件来说,它的体积大 小与它的工作频率有直接关系,若工作频率比较高,那么它的体积就比较小,否 则相反。因此变换器高的工作频率有利于变换器功率密度的提高。而对于全桥 LLC谐振DC/DC变换器来说,它原边功率MOS管是ZVS开关,副边二极管是 ZCS开关,另外原边功率MOS的关断损耗与激磁电流的大小有关,与谐振电流 无关,这些因素对高频工作都是有利的,而且现在半导体技术的发展速度相当快, 功率MOS管的导通电阻越来越小,这对降低谐振变换器的导通损耗非常有效。 因此,与传统的PWM型变换器相比,全桥LLC谐振DC/DC变换器适合高频化,

浙江大学硕士学位论文 而且已经被实验证明了。 本文对全桥LLC谐振DC/DC变换器的工作原理进行了详细的分析,对它的 空载特性、短路特性和掉电特性进行了分析,另外它的损耗也进行了分析,这对 增加它的应用场合和提高的性能等等都有很大的帮助,最后给出了一个宽的范围 输入,48V和2500W输出的实验结果。

5.2展望
本文对全桥LLC谐振DC/DC变换器进行了一定分析,对它的工作原理和特 性等有了一定的了解,但是这些还是不够,为了进一步发挥它的优点和增加它的 应用场合,必须进一步完善它的特性。比如磁芯元件的集成和谐振变换器的小信 号模型的建立等等。

5.2.1磁芯元件的集成
在全桥LLC谐振变换器中,磁芯元件相对来说比较多,有变压器,激磁电 感和谐振电感。如果这些磁芯元件能够集成,那么对提高变换器的功率密度将有 很大帮助。在变换器中,功率密度的提高主要限制电感,变压器和电容的体积。 根据现有的生产工艺,要减小电容的体积和单独减小感性元件的体积非常有限, 若把元件集成了,那么将大大减少它的体积。在全桥LLC谐振变换器中,若磁 芯元件的个数减少了,那它的功率密度将大大提高。因此在设计磁芯元件时,应 尽量把谐振电感、激磁电感和变压器集成到一个磁芯元件上。比如激磁电感可以 通过给变压器加气隙,把它集成到变压器中,而谐振电感可以利用变压器原边的 漏感,这样也可以把谐振电感集成到变压器中。但是设计集成元件时,应注意变 压器副边的漏感,若副边漏感大,那么副边二极管的反向恢复问题将比较严重, 这将减小它的效率。因此在设计集成磁芯元件时,必须对三者在电路中的作用有 更深的认识。

5.2.2谐振变换器的小信号模型建立
传统的小信号模型对谐振变换器来说已经不适合了,但是为了更好地了解全 桥LLC谐振变换器的特性,必须对它的小信号模型清楚。传统的小信号模型是 根据占空比D建立起来的,而谐振变换器是通过调节频率来工作的,它的占空 比在工作过程中保持不变。因此对于谐振变换器,根据它的工作原理,从频率角 度考虑,建立相应的小信号模型

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附录A MC33067电路框图

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MC33067管脚图

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电源技术

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